Активный фильтр для зарядно-выпрямительного устройства систем электропитания

На сегодняшний день применение аккумуляторных батарей большой емкости затрагивает все больше областей, непосредственно связанных с социальными сферами. Сюда можно отнести системы электроснабжения городского транспорта, системы бесперебойного питания муниципальных учреждений, банков данных, системы электроснабжения для аэрокосмической промышленности. Если в электробусах это источник движущей силы, то в больницах и серверных станциях в случае экстренной ситуации наличие источника питания с аккумуляторными батареями позволит сохранить данные и даже спасти жизни. Один из главных плюсов аккумуляторов – многократное использование, что невозможно без устройств заряда. Но срок службы любой аккумуляторной батареи, особенно литий-ионной, являющейся одной из лидеров в плане емкости, зависит от того, каким током заряжается батарея.

Так в [1–3] предлагались импульсные повышающий, понижающий и повышающе-понижаю-щий регуляторы напряжения, обеспечивающие низкий уровень пульсаций тока и самое главное – отсутствие низкочастотных пульсационных составляющих: 100 Гц, 300 Гц. Было доказано, что наличие таких пульсаций в разы уменьшает ресурс батареи [4].

Избежать подобного можно несколькими способами, как предлагалось в работе [1–3], использовать в качестве источника преобразователь, который не будет иметь на выходе низкочастотных гармонических составляющих, и наконец – установка LC фильтров. Убрать низкочастотные пуль- сационные составляющие можно, используя мно-гопульсные схемы выпрямителей [5]. В отличие от однофазного выпрямителя, построенного по мостовой схеме (частота пульсаций выпрямленного тока равна 100 Гц), и двухполупериодной схемы трехфазного тока (частота пульсаций выпрямленного тока равна 300 Гц) в двенадцати-пульсной схеме выпрямителя частота пульсации будет еще в два раза выше – 600 Гц. Но применение в системах электропитания таких схем требует большее количество силовых полупроводниковых ключей и наличие нескольких низкочастотных силовых трансформаторов с разным подключением вторичных обмоток, что скажется на надежности и стоимости устройства. Если идет речь о системах большой мощности, то установка реактивных элементов в качестве фильтров низких частот заметно увеличит массогабаритные показатели. Так, например, сглаживающий дроссель, рассчитанный на постоянный ток 300 А с индуктивностью 170 мкГн, будет весить 56 кг при размерах 306x230x235 мм. Тогда как преобразователь на тот же ток будет менее 10 кг с размерами 155x280x215 [6]. Таким образом, наличие дросселя в том числе и в импульсном преобразователе увеличивает габариты системы электроснабжения в 2 раза, а массу устройства в 5 раз. Соответственно в системе электропитания большой мощности – сотни и тысячи киловатт – массогабаритные показатели силового дросселя будут весьма значительны, поскольку токи через него могут достигать сотни ампер, а сечение провода, соответственно, от 50 мм2 и больше. При этом число витков намотки в зависимости от конструктива может составлять несколько десятков.

Был предложен альтернативный вариант LC фильтру – силовой активный фильтр [7]. Это еще один преобразователь, который является источником пульсационной составляющей, но противоположной по фазе, присутствующей в выходном сигнале выпрямителя. Он подключается к выходной цепи выпрямителя через согласующий трансформатор с малым числом витков вторичной обмотки, от 1, что улучшает его массу и габариты по сравнению с дросселем [8–18]. В качестве преобразователя используется однофазный инвертор по типу H -мост.

В нашей работе предлагается активный фильтр (АФ) для системы электропитания на базе зарядно-выпрямительного устройства моноблочного типа ЗВУ НРТ 160.220, где в качестве компенсатора будет полумостовая схема однофазного инвертора напряжения. По сравнению с импульсными преобразователями на транзисторах ЗВУ на базе тиристорного выпрямителя будет обладать большей перегрузочной способностью.

Статья имеет три основных раздела, первый из которых посвящен структуре активного фильтра зарядно-выпрямительного устройства, во втором разделе рассматривается методика расчета аналоговых фильтров системы управления АФ, в третьем разделе приведены результаты моделирования с учетом реальных параметров и элементов в программном пакете PSIM .

1. Активный фильтр зарядновыпрямительного устройства

На рис. 1 показана схема зарядно-выпрямительного устройства с активным фильтром.

Для выделения требуемого компенсационного сигнала потребовалось разработать систему управ- ления полумостовым однофазным инвертором напряжения. Регулирование ключами осуществлялось за счет широтно-импульсной модуляции (ШИМ), где в качестве опорного сигнала использовался пилообразный сигнал частотой 33 кГц, что кратно частоте пульсации (300 Гц). Модулирующим сигналом послужила пульсационная составляющая, выделенная с помощью фильтра Бесселя 2-го порядка и фильтра нижних частот (ФНЧ) (рис. 2).

На вход фильтров Бесселя и ФНЧ1 поступал сигнал с выхода выпрямителя «ДН». Поскольку на выходе выпрямителя сигнал состоит из постоянной и переменной составляющей, требовалось отфильтровать постоянную составляющую и оставить только переменную, которая послужит модулирующим сигналом системы управления полумостового инвертора напряжения. Фильтр Бесселя в данной работе выделял рабочий переменный сигнал, тогда как ФНЧ2 был необходим для масштабирования сигнала под требования цифровой системы управления. На выходе ФНЧ1 был получен уровень постоянного сигнала на ряду с осуществлением функции автоподстройки. Поскольку требовалось получить модулирующий сигнал, не превышающий 1 В в размахе, то выходной сигнал с ФНЧ2 делился на уровень сигнала с выхода ФНЧ1, тем самым учитывался перепад уровня выходного напряжения с выпрямителя ЗВУ.

В связи с тем, что при мгновенном включении активного фильтра с ЗВУ, или при изменении выходного напряжения ЗВУ происходит рост тока на первичной стороне трансформатора Т2. Было решено в цепь первичной стороны трансформатора установить датчик тока, отслеживающий его бросок. Ограничение при этом было фиксировано на ±1,5 А (после дросселя LC фильтра) (рис. 3).

Рис. 1. Схема зарядно-выпрямительного устройства с активным фильтром

Рис. 2. Схема выделения пульсационной составляющей

Рис. 3. Схема защиты АФ

Рис. 4. Силовая часть активного фильтра

Данное решение реализовано в блоке «Задержка по току первичной стороны трансформатора». При этом длительность задержки составляет 0,1 с. Кроме того, в блоке «Задержка включения АФ» реализовано запаздывание включения АФ на 0,4 с. Что обеспечивает заряд конденсаторов АФ, тогда как транзисторы в этот момент выключены из-за запрета на выдачу управляющих импульсов. В цепи Dead time обеспечивается задержка выдачи импульсов управления транзисторов, 2 мкс, предотвращающая от одновременного включения обоих ключей полумостового инвертора.

Силовая часть состоит из полумостового инвертора напряжения и согласующего трансформатора Т2 (рис. 4).

Стоит отметить, что при разработке АФ обсуждался вопрос, касающийся питания инвертора. Рассматривалось несколько решений, в том числе вариант, предложенный в [19], где в качестве DC источника устанавливался дополнительно диодный мост, подключенный к входу ЗВУ. Было решено запитать инвертор с выхода выпрямителя ЗВУ dc_af_sup . Но в таком случае при регулировании напряжения выпрямителя ЗВУ изменялось бы и напряжение питания инвертора, что могло негативно сказаться на величине компенсационного сигнала. Таким образом, потребовалась система слежения за величиной напряжения питания инвертора, о которой будет сказано в разделе 2.

2. Расчет схемы активного фильтра

Как уже было сказано в предыдущем разделе, большое внимание было уделено разработке системы управления инвертором. В работе [19] предлагается двухконтурная замкнутая система управления, где происходит слежение как за входным напряжением АФ (с пульсацией), так и за выходным напряжением с согласующего трансформатора (без пульсации). Принцип работы схож с тем,

который предложен в нашей работе, также выделяется пульсационная составляющая, которая в

качестве модулирующего сигнала сравнивается с высокочастотным сигналом. В нашей работе нет слежения за выходным напряжением, но добавлен контур обратной связи по току. Избежать возникновения ошибки в выходном сигнале удалось за счет последовательной установки ФВЧ (фильтр высших частот Бесселя 2-го порядка) и ФНЧ (см. рис. 2). Поскольку наличие только фильтра высших частот вносило положительный фазовый сдвиг в результирующий модулирующий сигнал, что усиливало ошибку между компенсирующим сигналом АФ и выходным напряжением выпрямителя. При установке ФНЧ последовательно с ФВЧ фазовый сдвиг значительно уменьшается, и ошибка в контуре выходного сигнала АФ становится минимальной (рис. 5).

Расчет фильтров (ФНЧ, ФВЧ) свелся к нахождению номинальных значений RC -элементов, входящих в состав фильтра на операционных уси-

лителях:

R: C J., (1) 2ЯУС где fн – нормирующая частота, равная для фильтра Бесселя 2-го порядка 1,274 Гц; fс – частота среза, которой мы сами задаемся, в нашем случае это 20 Гц [20].

R37=R38(1-K),

где K – коэффициент усиления.

^ вых_фвч    ^ см ⁽"

⁵39 - ⁵39⁺⁵S2

■ X¹^). ⁵38

где U см – напряжение смещения вверх.

„ = 11    ,   5^^

U вых_фнч2 ивых_фв4 5^^,

где U вых_фнч2 – выход фильтра нижних частот, масштабированный сигнал ФВЧ.

^ вых_фнч2

E см

⁵46 A so ,

где E см – напряжение смещения вниз.

Рис. 5. Коррекция фазового сдвига

Расчет ФНЧ1 представлен ниже:

– определение номиналов резистора и конденсатора под выбранную частоту среза, 2 Гц в нашем случае

RC = —,                        (6)

2™fc

– определение номиналов резистора и конденсатора под требуемый коэффициент усиления, выбранный исходя из расчета, что U in – входное напряжение, равное максимуму по техническому заданию (270 В), а U out_op – выходное напряжение ОУ (≈ 3 В)

R53 = ^                          (7)

Кроме того, в системе есть адаптивный коэффициент, реагирующий на изменение напряжения питания АФ (от 180 В по ТЗ)

^     = _____ 3,3 _____

^S09^L    180^^ ф_НЧ1 ^4095 ^.

При расчете силовой схемы были получены параметры трансформатора, LC элементов, а также выбраны транзисторы (табл. 1).

• 3.    Результаты моделирования

В ходе эксперимента было проведено несколько тестов при параметрах элементов, указанных в табл. 1:

• •    U вх = 253 В, U вых = 187 В, M = 4,89, R нагр = 1,113 Ом, включение фильтра, с дросселем в звене DC , сброс-наброс напряжения сети 253 В–126,5 В–253 В;

• •    U вх = 253 В, U вых = 187 В, M = 4,89, R нагр = 1,113 Ом, включение фильтра, два конден-

• Таблица 1

• 3.    Наличие всего двух транзисторов говорит о малом уровне потерь энергии на полупроводниках – 25 Вт, что позволит уменьшить габариты радиатора.

• 4.    К недостаткам можно отнести нестандарт ный тип согласующего трансформатора, это ска жется на стоимости всей системы электропита ния.

Требования к АФ
Трансформатор Т2
Диапазон выходного напряжения, В	72,1…135
Диапазон амплитуды пульсации, В	3,2…5,9
Ток вторичной обмотки согласующего трансформатора, А	168
Частота пульсации, Гц	300
Мощность, Вт	188,5
КПД трансформатора, %	98
Инвертор
Транзисторы S 1 , S 2	24NM60N
Ток транзистора, А	3,696
Максимальное прикладываемое к транзистору напряжение, В	270
Индуктивность дросселя на AC стороне, L f 1 , мкГн	390
Ёмкость конденсатора на AC стороне, C f 4 , мкФ	6,8
Индуктивность дросселя на DC стороне, L dc , мкГн	270
Ёмкость конденсатора на DC стороне, C DC , мкФ	820

i:mkf*jO4«o7mook$$O)	Ток конденсаторов выхода АФ
kUAL2W1«2lE3) kM*L2W1M2lE3_1)		Ток конденсаторов звена DC АФ HiiliiilliliiiimiiiiiHliiiimiliiilillLiiiiiilliiiililliiiiUlHHiillHHiillliiiiUlliiHiHliiiiiiil
MXwm^WtolwMWlw^ i(1140-271KJtC)		Ток дросселя звена DC АФ
■■■■	huu		\^М^ШШШШМ1ШШШШШ№ШШШШ1Мй1й111111111ШШ111М1
««•WON)    K2*NM6ON_1)		Ток транзисторов АФ
		Напряжение дросселя DC звен	а
■■■■	itMM	/l/!il^^^/l/l/tH^rtf16^/lilJtil6i1i1?t4d/l^t1^/l/M/l	MMAVVMM^rt/M/lM/!A^/IMiW/M^ft/1/M/W(1rt№jMfl/l/l/^^
	1НШ	ilnnnrUnirnnnininiiHnnl	|1пНи11ННшшппиппШпп^Нп1гНтШ!Н|пИ.пНп.И
l_pHwy		Ток первичной стороны АФ	A^^V^^^^Vv           a/W^W^Wva          A/WVWW
IM1    IM2		Напряжение транзисторов АФ	yvV*             vW^Aлzv^v^A,V,^,^          ^/vVVaaaaa^iWW^

Рис. 6. Осциллограммы при U вх = 253 В, U вых = 187 В, M = 4,89, R нагр = 1,113 Ом, переходной процесс

Таблица 2

U вх , В	253	253	220	220	220	187
U вых , В	187	232	220	220	232	270
U dc max	187,348	232,299	220,424	218,941	232,313	270,269
U dc min	187,003	231,964	220,11	218,614	231,971	270,029
U dc cp	187,174	232,129	220,265	218,777	232,144	270,148
K п U , %	0,18432	0,144316	0,142556	0,149467	0,147322	0,08884
K п U / K п U (без АФ)	6,600593	6,286236	5,371182	5,215144	4,8261	2,662608