Датчики напряжения (тока) с повышенной временной и температурной стабильностью характеристик

Датчики напряжения (тока) с потенциально разделенным каналом «вход-выход» являются неотъемлемой частью подавляющего числа систем управления технологическими процессами и, выполняя в большинстве своем функции датчиков обратных связей, во многом определяют точность процесса регулирования и, следовательно, качество выпускаемой продукции. Поэтому к временной и температурной стабильности характеристик ДН зачастую предъявляются достаточно жесткие требования.

Если бесспорным лидером по быстродействию являются ДН на основе эффекта Холла [1], то проблема временной и температурной стабильности параметров ДН требует своего дальнейшего решения. Одним из таких направлений является построение ДН на основе методов интегрирующего развертывающего преобразования [2].

ДН с противофазно-примыкающими циклами интегрирующего развертывающего преобразования (РП) и делением частоты несущих колебаний

ДН относится к классу интегрирующих развертывающих амплитудно-частотно-широтно-импульсных систем, включающих амплитудный модулятор АМ, автоколебательный каскад на сумматоре Е, интеграторе И и релейном элементе РЭ с неинвертирующей петлей гистерезиса и симметричными относительно нулевого уровня порогами переключения ±Ь, делитель частоты ДЧ с коэффициентом деления 2,0 и блок Р логической функции «Равнозначность» (рис. 1) [3, 4].

При нулевом уровне входного сигнала Х_вх (рис. 2, a, t < t₀ ) сигнал ¥_л (t) на выходе АМ от-

Рис. 1. Структурная схема ДН с противофазно-примыкающими циклами интегрирующего развертывающего преобразования и делением частоты несущих колебаний

сутствует (рис. 2, б) и среднее значение импульсов Ур(Г),К(О на выходе РЭ и блока Р за интервал дискретизации Т_о равно нулю (рис. 2 в). При подаче входного сигнала (рис. 2, a, t > Г_о ) на выходе АМ формируются прямоугольные импульсы У_А (/) с амплитудой, равной ±Х_вх, и с частотой выходного сигнала Уд^ ДЧ, ведомого автоколебательным контуром Е, И, РЭ (рис. 2, б-г).

В интервале /_п = 2АГ_И/(1-А_вх) (рис. 2, в) темп развертки У_и (f) определяется разностью выходных сигналов АМ и РЭ, в интервале t_n=2bT_H/(l*X_BX) - суммой этих сигналов. Здесь & =|&/Л| - нормированное значение порогов переключения РЭ; Х_вх = |А_вх / Л| - нормированное значение входного сигнала; ±Л - амплитуда выходных импульсов блоков РЭ и Р.

Рис. 2. Временные диаграммы сигналов ДН с противофазно-примыкающими циклами интегрирующего развертывающего преобразования и делением частоты несущих колебаний

После завершения цикла ^n+^i (Рис- 2, в) происходит переключение ДЧ (рис. 2, г) и изменение знака сигнала на выходе АМ (рис. 2, б). В результате следующий, примыкающий к Гп+Г21, цикл преобразования ^2+^12 имеет параметры ^12 ~Чх^ Чх =^22И ориентирован противофазно по знаку импульсов по отношению к предыдущему циклу ^и+Г21.

После демодуляции выходного сигнала РЭ с помощью блока функции «Равнозначность» на выходе ДН формируется частотно-широтно-импульсный сигнал с постоянной составляющей

Го=-Л

2(/_п+Г₁₂) ^Г0

, пропорциональной вход

ному сигналу Х_вх (рис. 2, д), где

Tq = №Т^ /(1-^1х) “ период выходных импуль сов К(0- Полоса пропускания РП при Хвх <0,8 соответствует величине / =

Рассмотрим влияние сигналов дрейфа «нуля» интегратора И и АМ, которые оказывают наибольшее воздействие на уровень ошибки ДН. Считаем, что ошибка Ае является обобщенной, учитывает нестабильность характеристик как АМ, так и звена И, прикладывается к входу сумматора Е (рис. 1) и по знаку совпадает с Х_вх (рис. 2, е, ж).

В интервалах Г₂₁ = 2й7_и/[(1 + ^_вх)(1 + ^₂)], /,* =2Z>r_H/£(l-.¥_BX)(l + .£₁)J (рис. 2, з) сигнал Ле приведет к изменению «полуциклов» развертывающего преобразования /₂₁ и t_u. Интервалы Г₂₂ и /₁₂ возрастут до значений /*₂=26Т_и/[(1 + Т_вх)(1-Л-₂)]

И ^)2 = 2^_и/[(1-^_вх)(1-^)] соответственно, где К_х = Аё/(1-А_вх), К_г = Аё/(1 + Х_вх) - коэффициенты передачи («пролезания») сигнала дрейфа «нуля» интегратора (амплитудного модулятора) под действием входного сигнала на выход ДН; Аё = |Ае/Л| - нормированное значение сигнала Ае. В итоге за интервал дискретизации

_ Г1-0,5^12(1-^вх)-0,5^2(1 + ^вх)1

= 86Ги L---г---Ч-----2----П---- импульсов Ур(О (рис. 3, в) их постоянная состав-

- (1-^х+Лё2)

ляющая равна К = -АХ_вх------- — , а от-

ВХ (1-2Г2х-Лё2)

носительная ошибка преобразования ДН составит ЛУ₀ = (У_о - У_о*) / А = -2 J_BX Лё² /(1 - Т²_Х - Лё²).

Здесь обращает на себя внимание тот факт, что влияние сигнала Ае звеньев И, АМ носит мультипликативный (зависимый от уровня Авх ) характер, причем ошибка работы ДН полностью отсутствует при Хвх = 0, а с ростом входного сигнала определяется величиной Аё2, а не Аё, как в традиционных структурах ДН [1, 5]. Учитывая, что Аё«1, дрейф «нуля» выходного сигнала рассматриваемого ДН намного ниже, чем в известных датчиках аналогичного функционального назначения.

Если по каким-либо причинам режим частот-но-широтно-импульсной модуляции является неприемлемым, например, для цифровых систем регулирования, то перевод ДН в состояние широтноимпульсной модуляции можно осуществить за счет синхронизации РЭ сигналом от внешнего генератора пилообразного напряжения ГПН (см. рис. 1) [2].

ДН с противофазно-примыкающими циклами интегрирующего развертывающего преобразования и удвоением частоты несущих колебаний

В ДН данного типа (рис. 3, а) вместо делителя частоты ДЧ (см. рис. 1) введен безгистере-зисный релейный элемент РЭ2, например, с инвертирующей характеристикой «вход-выход», и с нулевым значением порогов переключения. Изменение его состояния производится выходным сигналом интегратора в моменты времени выполнения условия Т^(0 = 0 (рис. 3, б, в). Таким образом, формируется сигнал несущей частоты с нулевым средним значением для управления ключами АМ, амплитуда выходных импульсов которого определяется величиной входного сигнала (рис. 3, г).

В результате взаимодействия сигналов УР1(0 и УДО (рис. 3, б, г) развертка Уи(0 формируется с периодическим за полупериод автоколебаний ДН изменением своей производной (рис. 3, б).

Это приводит к тому, что на выходе блока Р выделяется сигнал (рис. 3, д), скважность которого пропорциональна входному воздействию за время О,5То, где То - период импульсов на выходе РЭ1. Таким образом, в ДН без уменьшения постоянной времени интегратора И или уменьшения порогов переключения РЭ1 достигается повышение (удвоение) частоты выходных импульсов, что положительно отражается на помехоустойчивости преобразователя и позволяет снизить постоянную времени выходного фильтра, т.е. расширить полосу пропускания ДН. Однако следует учитывать, что нулевое значение порогов переключения РЭ2 делает его более чувствительным к внутренним помехам, например, со стороны источника электропитания.

Анализ метрологических характеристик датчиков подобного типа показал, что величина дрейфа

Рис. 3. Структурная схема (а) и временные диаграммы сигналов (б - д) ДН с противофазно-примыкающими циклами интегрирующего развертывающего преобразования и удвоением частоты несущих колебаний

«нуля» здесь также, как и в схеме на рис. 1, зависит от Де 2 и носит мультипликативный характер.

Способы потенциального разделения канала «вход-выход» в ДН

Потенциальное разделение канала «вход-выход» в схемах на рис. 1 и рис. 3, а можно осуществлять следующим образом.

В первом случае (см. рис. 1) АМ реализуется по трансформаторной схеме (рис. 4) противофазно работающих ключей F71 и УТ2. При этом первичная обмотка трансформатора Тр.2 подключается к выхо ду ДЧ (см. рис. 1), либо к выходу РЭ2 (рис. 3, а).

Во втором - потенциальное разделение входной цепи производится с помощью оптоэлектронной развязки ОР (рис. 5, а) на оптопарах ГО1, УО2 с дополнительным выходным релейным элементом РЭ либо с использованием импульсного трансформатора Тр. (рис. 5, б). И в том, и в другом случае подобное решение требует двух потенциально разделенных источников электропитания ИШ и ИП2.

Экспериментальные исследования показали, что ДН с противофазно-примыкающими цикла-

Рис. 4. Амплитудный модулятор с трансформаторным разделением канала «вход-выход»

ми преобразования позволяют получить приведенный статический дрейф «нуля» на уровне не более 1,5-2,0 мкВ/°С при полосе пропускания ДН до 2 кГц. Для уменьшения начального смещения «нуля» статической характеристики ДН требуется применение элементной базы с высокой симметрией амплитуд ±Л выходных импульсов.

Оптоэлектронный ДН с частотно-широтно-импульсной модуляцией для систем управления средней точности

Функциональная схема оптоэлектронного ДН приведена на рис. 6. ДН идентичен структуре, содержащей звенья Е, И и РЭ (см. рис. 1). Релейный элемент РЭ2 формирует опорное напряжение А = |-Л| обратной связи с выхода РЭЗ, который поступает на вход интегратора через оптопары ГО1, VDT. РЭ1, имеет пороги переключения на уровне ±Ь, которые определяют амплитуду выходного сигнала интегратора. Оптопары ГОЗ, VD4 осуществляют гальваническое разделение прямого канала передачи данных.

При такой структуре полностью исключается ошибка работы ДН, которая может возникнуть в результате ложного срабатывания РЭЗ, например, под действием внешней импульсной помехи, что принципиально возможно в схемах на рис. 5. Статический коэффициент передачи ДН К = R2IRX. Температурный дрейф «нуля» зависит от характеристик операционного усилителя интегратора и для типовых микросхем составляет 10-20 мкВ/°С. Динамические возможности ДН всецело определяются возможностями оптопар VDX-VM.

Рис. 5. Потенциальное разделение выходной цепи ДН на основе оптоэлектронной пары (а) и с использованием импульсного трансформатора (б)

Рис. 6. Функциональная схема частотно-широтно-импульсного ДН с оптоэлектронным потенциальным разделением канала «вход-выход»