Использование однокаскадного преобразователя-корректора коэффициента мощности для источников питания светодиодов уличного освещения

Введение.

Совершенствование техники и приборов освещения в настоящее время во многом связано с появлением и бурным развитием источников света принципиально нового типа – светодиодов (СД) [1-4]. Главное преимущество СД перед традиционными источниками света состоит в том, что у последних потенциал эффективного преобразования электроэнергии в свет исчерпан, тогда как у СД прирост световой отдачи значителен (рис. 1). В то же время, такие отличительные особенности СД как миниатюрность и сильная зависимость излучательной способности от температуры p-n перехода диктуют новые подходы к разработке осветительных приборов [5-8].

В настоящее время широкое распространение получили две концепции проектирования оптических систем для светодиодных светильников: использование вторичной оптики со сложной геометрией поверхности и подход, когда световое распределение светового прибора формируется посредством задания определённой ориентации излучателей [9-12].

Однако кардинальное улучшение показателей энергоэффективности светодиодного освещения промышленных объектов ТЭК, безусловно, связано с более эффективными и надежными источниками питания на базе однокаскадного обратноходового преобразователя- корректора коэффициента мощности (ОПКМ), питающегося от цифровых подстанций

и

устойчивого к воздействию импульсных помех большой энергии [13-16].

а)

Рисунок 1 - Освещение энергоблока ТЭЦ (а) и резервуара ПАО «Транснефть» (б)

Особенности ОПКМ

Импульсные источники питания (ИИП) на базе однокаскадных обратноходовых преобразователей, совмещенных с корректором коэффициента мощности (ОПКМ, англ. – Single Stage High PF Flyback Converter ) нашли широкое применение в светодиодной осветительной технике благодаря ряду достоинств [17-20]:

• -    малое число элементов в схеме и низкая стоимость;

• -    отсутствие пусковых токов, многократно превышающих номинальный потребляемый ток, что упрощает выбор и значительно продлевает срок службы выключателей и реле, коммутирующих цепи питания светильников. Этот параметр особенно важен при освещении больших помещений с десятками светодиодных светильников (цеха, депо, торговые центры);

• -    простота реализации изделий, устойчивых к аварийному повышению напряжения в однофазных сетях до линейных значений (например, обрыв нейтрали, при котором на однофазные потребители начинает поступать напряжение до ~380В).

В этой связи именно топология ОПКМ по совокупности технико-экономических показателей оказывается наиболее подходящей (а иногда и единственно возможной) для реализации источников питания для светодиодов малой и средней мощности. При эффективной реализации входного фильтра электромагнитных помех (ЭМП), дополнительных цепей защиты и правильном выборе полупроводниковых приборов и их режимов работы вполне возможно создать качественное серийно пригодное изделие, не уступающее по надежности другим топологиям источников импульсного питания (ИИП) для светодиодов.

Процессы в цепях преобразователя

На рис. 2 показаны осциллограммы сигналов в ОПКМ при воздействии на его вход стандартного импульса помехи 1/50 мкс по ГОСТ IEC 61000-4-5 амплитудой 1 кВ, приложенного по цепи «провод – провод» при фазовом угле сетевого напряжения 90°. Осциллограммы приведены в разных масштабах по временно́й оси. ОПКМ при испытаниях работал на номинальную нагрузку при номинальном напряжении сети.

Рисунок 2 - Осциллограммы токов и напряжений в цепях преобразователя: а) – момент воздействия импульсной помехи; б), в) – входное напряжение, напряжение «сток-исток» и ток стока транзистора; г), д) – входное напряжение и напряжение на диоде выходного

выпрямителя

В данном примере схема управления преобразователем не имеет функции выключения

при повышенном входном напряжении и ОПКМ продолжает работать. Напряжение на его входе (конденсатор С2), ограниченное варистором, в первый момент времени после воздействия помехи достигает значения +648 В. Соответствующие перенапряжения при этом испытывают коммутирующий транзистор и выходной диод. В данном примере максимальное напряжение на стоке достигает +776 В (+880 В с учетом выброса от индуктивности рассеяния), а обратное напряжение на диоде +596В (+808В с учетом выброса от индуктивности рассеяния).

Интересен тот факт, что сразу после воздействия помехи первые импульсы обратного напряжения на диоде (рис. 2 г и рис. 2 д) имеют амплитуду, гораздо меньшую теоретически возможной. Это следствие насыщения сердечника трансформатора, которое в данном случае облегчает режим выходного диода. Поскольку во время действия импульса помехи преобразователь продолжает работать, энергия этого импульса довольно быстро расходуется нагрузкой и уже через 17 тактов уровни напряжений на входе и на силовых элементах возвращаются к первоначальному значению.

Рассмотрим, в каких режимах при этом оказываются полупроводниковые приборы ОПККМ. На рис. 3 показаны осциллограммы сигналов при воздействии на вход ИИП по схеме «провод – провод» МИП положительной полярности амплитудой 2 кВ при фазовом угле сетевого напряжения 180°. На входе ИИП установлены два варистора, а схема управления преобразователем содержит узел защиты от перенапряжения (ЗПН), останавливающий работу преобразователя при превышении входным напряжением заданного порога. Преобразователь рассчитан на работу с отраженным напряжением U отр. =172В.

Рисунок 3 - Поглощение импульсной помехи в режиме лавинного пробоя коммутирующего транзистора

Варисторы ограничивают напряжение питания преобразователя на уровне 768В, что ниже максимально допустимого напряжения «сток-исток» МОП-транзистора. При обнаружении превышения напряжения на входе ИИП схема ЗПН выключает МОП-транзистор в момент времени t 0 . Напряжение на его стоке скачком повышается и на уровне примерно 912В (обусловленном технологическим запасом транзистора и довольно высокой температурой его кристалла на момент начала воздействия перенапряжения) начинается его лавинный пробой.

После этого открылся бы диод VD, и началась бы передача запасенной в магнитном поле сердечника энергии в нагрузку. Однако в результате лавинного пробоя транзистора напряжение на его стоке ограничивается +912В, а через цепь «сток-исток» протекает ток лавинного пробоя. Напряжение на первичной обмотке оказывается меньше и составляет 144В. Напряжение на вторичной обмотке также ограничено. Диод VD открыться не может, т.к. напряжение на вторичной обмотке трансформатора ниже напряжения на нагрузке, зафиксированного в рассматриваемый временной период подключенным параллельно ей электролитическим конденсатором Свых. большой емкости. Поэтому почти вся энергия, запасенная в сердечнике трансформатора, поглощается транзистором при лавинном пробое. В данном примере энергия лавинного пробоя составила 17,7 мДж.

В момент времени t 2 энергия, накопленная в магнитном поле сердечника, заканчивается, и напряжение на стоке начинает уменьшаться. Ток стока становится близким к току утечки – транзистор выходит из режима лавинного пробоя.

Для того чтобы транзистор выдержал подобный режим работы, тепло, выделяющееся в его кристалле за период времени t 2 – t 0 не должно вызывать перегрев кристалла выше максимально допустимой температуры перехода. Понятно, что таким образом транзистор может безопасно поглотить лишь ограниченное число импульсов и далее ему необходимо время для рассеяния тепла. Поэтому схема ЗПН должна срабатывать как можно быстрее и иметь задержку отпускания после того, как входное напряжение придет в норму. На практике достаточная помехоустойчивость обеспечивается при задержке порядка микросекунд, что соответствует одному рабочему такту преобразователя во время воздействия перенапряжения.

Воздействие синфазной помехи («провод-корпус»)

Для устройств в металлическом корпусе, предназначенных для подключения к сети по трехпроводной схеме с проводником защитного заземления/ зануления, ГОСТ IEC 61000-4-5 предусматривает испытание на устойчивость к импульсным помехам, воздействующим по цепям «провод – земля». Причем, амплитуда испытательных импульсов гораздо выше, чем при испытаниях по схеме «провод – провод».

Поскольку сетевой фильтр ИИП в таком исполнении обычно содержит Y-конденсаторы CY 2 , CY 3 фильтра синфазной помехи, на входные цепи преобразователя через эти конденсаторы наводятся значительные перенапряжения, не уступающие перенапряжениям при воздействии помехи по схеме «провод – провод». На рис. 4 а приведена осциллограмма сигналов при воздействии многократных импульсных помех (МИП) амплитудой 2кВ по цепи «провод-корпус», соответствующей испытательному уровню 3 по ГОСТ IEC 61000-4-5. Импульс положительной полярности подается при фазовом угле сетевого напряжения 90°. В схеме установлены конденсаторы CY 2 , CY 3 емкостью 2200 пФ.

Синфазная МИП, приложенная между корпусом устройства и его входными цепями, создает электростатическое поле, которое может выводить из строя некоторые чувствительные компоненты на печатной плате, расположенной близко к корпусу. Поэтому для защиты от мощной синфазной МИП между корпусом и входными цепями включают ограничительные элементы. Разрядник FV 1 ограничивает амплитуду МИП, а варисторы RU 2 и RU 3 облегчают гашение возникшей в нём дуги по окончании импульса помехи. Если быстродействия такой защиты окажется недостаточно, можно использовать только варисторную защиту на соответствующее напряжение (вместо разрядника FV 1 – перемычка). Возможны два режима:

• 1)    Преобразователь рассчитан таким образом, что напряжения на коммутирующем транзисторе и диоде выходного выпрямителя в момент воздействия помехи не превышают допус тимых.

• 2)    Транзистор и диод выбраны таким образом, что при воздействии импульсной помехи они работают в режиме лавинного пробоя и рассеивают на себе часть энергии помехи. Данная энергия должна быть правильно рассчитана, иначе лавинный пробой может перейти в тепловой нагрев с выходом из строя этих элементов.

  

  CHI ‘ iim' ‘ CH2 ЯЙЖГM Ши

  CH1/3S6V

  CH3 200V

  а)

  CH1 200V

  CHS 200V

  CH1 Z 400V

  <10Hz

  23-May-1916:23   <10Hz

  Рисунок 4 - Воздействие МИП по цепи «фаза-корпус» амплитудой 2 кВ (а) и выход из строя коммутирующего транзистора в момент выключения (б)

  
  

  б)

  
  

Динамические потери и лавинные процессы в элементах схемы при МИП

Перенапряжения на коммутирующих элементах в момент воздействия импульсной помехи – не единственная опасность. Большую опасность представляют резко возрастающие динамические потери при переключении. На рис. 5 в крупном масштабе приведены осциллограммы выключения коммутирующего транзистора ОПКМ при повышенном вследствие воздействия МИП входном напряжении.

В этом примере схема управления работает в режиме переключения при нулевом токе трансформатора ОПКМ с фиксированным временем открытого состояния ключа и с большой постоянной времени обратной связи, необходимой для коррекции коэффициента мощности (время открытого состояния ключа не успевает измениться за время воздействия МИП) Использован транзистор с максимально допустимым напряжением «сток-исток» 800В.

Как видно из осциллограммы, входное напряжение преобразователя (канал CH1) повышено до +632В (вместо штатных максимально допустимых +395В), поэтому ток в первичной обмотке трансформатора нарастает быстрее, чем при нормальной работе. На участке №1 (рис. 5 а) ток нарастает линейно, а на участке №2 сердечник трансформатора начинает насыщаться и скорость нарастания тока увеличивается. В момент выключения транзистора ток стока в 2 раза превышает ток насыщения трансформатора. На рис. 5 б) в крупном масштабе показан участок №3. Сначала происходит жесткое выключение транзистора. Для перезаряда паразитных емкостей транзистора требуется некоторое время и в это время транзистор находится в активном режиме. В технической документации на транзистор это время обозначается как длительность спадающего фронта (FallTime). В это время на кристалле выделяется большая импульсная мощность. Происходит адиабатический нагрев кристалла.

б)

Рисунок 5 - Выключение коммутирующего транзистора ОПКМ при повышенном входном напряжении: а) – импульс повышенного тока стока и насыщение трансформатора (1,25А/дел.); б), в) – жесткое выключение транзистора и последующий лавинный пробой, вызванный выбросом напряжения от индуктивности рассеяния

После выключения транзистора на его стоке наблюдается импульс напряжения, вызванный индуктивностью рассеяния первичной обмотки трансформатора. В данном примере он повышает напряжение на стоке транзистора до 880В и вызывает его лавинный пробой. В данном примере энергия лавинного пробоя может быть вычислена аналитически на основе информации об индуктивности рассеяния трансформатора и пиковом токе первичной обмотки в момент выключения транзистора. На рис. 4 б приведена

осциллограмма сигналов в момент выхода из строя коммутирующего транзистора, из которой видно, что напряжение на стоке не превышало пробивного с учетом технологического запаса, и режима лавинного пробоя не было.

Защита от повышенных входных напряжений

Защита от повышенных входных напряжений подразумевает способность ИИП без повреждения выдерживать длительное (минуты, часы) воздействие на вход ИИП напряжений, значительно превышающих верхний предел диапазона входных рабочих напряжений.

Для реализации защиты необходимо устанавливать варисторы с бо́льшим классификационным напряжением, чтобы они выдерживали длительное воздействие аварийного напряжения без повреждений. Однако напряжение ограничения таких варисторов тоже существенно возрастает, что требует применения более высоковольтных транзисторов и диодов, а это, в свою очередь, увеличивает стоимость и ухудшает эксплуатационные характеристики в штатном режиме работы изделия. Альтернативным вариантом может быть реализация схемы выключения преобразователя на время воздействия перенапряжения или МИП. Пример реализации схемы ЗПН приведен на рис. 6.

Рисунок 6 - Вариант реализации схемы ЗПН

Схема собрана на недорогих дискретных элементах, но в то же время надежно выключает преобразователь при превышении установленного делителем R 1 , R 2 порога и имеет гистерезис включения. Температурная нестабильность порога срабатывания – не хуже 3,5% в диапазоне температур от минус 40 до +50 °С. Схема успешно используется в составе источников питания для светодиодов.

Выводы.

Таким образом, можно констатировать, что главными особенностями при проектировании принципиальных схем и расчетов источников питания на базе однокаскадного обратноходового преобразователя-корректора коэффициента мощности для светодиодов являются требования их стойкости к высоковольтным импульсным помехам из сети. Проведенный анализ и соответствующие различным режимам работы осциллограммы реальных процессов, происходящих в схеме преобразователя в момент воздействия высоковольтной импульсной помехи показал, что предложенная система ОПКМ в полной мере является оптимальной по критериям энергоэффективности и надежности работы для для светодиодных светильников уличного освещения. Предложенные рекомендации по расчету режимов работы и выбору основных полупроводниковых приборов могут быть полезны при проектировании аналогичных источников питания.