Энергосберегающие технологии в испытательных стендах с использованием однофазных обратимых преобразователей

Снижение потерь и повышение качества электрической энергии в электрических сетях является одной из важнейших задач при решении проблемы ресурсосбережения, в частности, энергосбережения в промышленных технологических системах и комплексах [1–2]. Одним из возможных вариантов решения данной проблемы является применение обратимых преобразователей напряжения (ОПН).

Обратимые преобразователи напряжения (активные выпрямители) за последнее время получили широкое применение в таких областях как регулируемый электропривод постоянного и переменного тока [3–6], активные фильтры и компенсаторы реактивной мощности [7], комбинированные системы электроснабжения [1]. ОПН обеспечивают режим энергосбережения за счет рекуперации энергии в сеть при торможении исполнительного механизма, улучшают гармонический состав тока, потребляемого преобразователем из сети или возвращаемого в сеть, а также дают возможность получить желаемое значение коэффициента мощности*.

Ниже рассматривается применение однофазных обратимых преобразователей напряжения в испытательных стендах.

Функциональная схема обратимого преобразователя напряжения (фильтр-компенсатор)

Обратимый преобразователь напряжения, работающий в режимах активного фильтра высших гармоник и компенсации реактивной мощности, часто называют фильтром-компенсатором [8]. В его основе (рис. 1) лежит ОПН [9], подключаемый параллельно источнику напряжения сети. Силовой блок (СБ) ОПН представляет собой однофазный транзисторный мост T 1 – T 4, шунтированный обратными диодами D 1 – D 4, с дросселем L 1 на входе и емкостным накопителем С d на выходе. Методами модуляции, в частности, широтноимпульсной (ШИМ), на зажимах моста а , b с помощью ключей T 1 – T 4 формируются импульсы напряжения u_ab в соответствии с требуемым законом регулирования. После фильтрации этого напряжения дросселем L 1 в сеть переменного напряжения u 1 поступает компенсирующий ток i к , мгновенное значение которого изменяется в соответствии с функцией модуляции напряжения U d , которое на выходе преобразователя поддерживается постоянным за счет его системы управления. Изменяя функцию модуляции, можно получить компенсирующий ток с различными мгновенными значениями во времени.

Рис. 1. Функциональная схема однофазного обратимого преобразователя напряжения, работающего в режиме активного фильтра высших гармоник и компенсации реактивной мощности

На входе ОПН установлен электромагнитный (сетевой) фильтр (ЭМФ), предназначенный для предотвращения проникновения в сеть высокочастотных гармоник, соответствующих частотному спектру ШИМ.

Для синхронизации преобразователя с сетью в системе управления используется датчик напряжения ДН1 и устройство синхронизации (УС), на выходе которого формируется опорный единичный синусоидальный сигнал sin( ω t ). В ячейке ЯС осуществляется фазовый сдвиг синусоидального воздействия на заданный угол ϕ _зад, что обеспечивает требуемый cos ϕ на входе преобразователя. С целью достижения наиболее высоких энергетических показателей в системе рекомендуется задавать ϕ зад = 0.

Для стабилизации выпрямленного напряжения Ud на конденсаторе Сd и расчета амплитуды заданного тока I1m.зад в системе управления введен внешний контур напряжения, состоящий из датчика напряжения ДН2, сглаживающего фильтра Ф, источника сигнала задания Ud.зад и ПИ-регулятора напряжения РН с блоком ограничения БО, ограничивающим амплитуду потребляемого тока I1m.зад. При помощи умножителя формируется мгновенное значение заданного тока i1зад = I1m.зад⋅ sin(ωt + +ϕзад). Закон изменения компенсирующего тока iк обеспечивается внутренним контуром регулирова- ния, состоящим из дросселя L1, датчика тока ДТ2 и ПИ-регулятора тока РТ.

Блок модуляции (БМ) осуществляет переключение силовых транзисторов Т 1 – Т 4 (рис. 1) в режиме ШИМ по несимметричному закону управления (однополярная модуляция) с удвоением частоты импульсов на выходе преобразователя [8, 10]. Драйверы в системе управления обеспечивают потенциальную развязку и усиление управляющих импульсов.

Для устранения искажений токов, создаваемых нелинейной нагрузкой, в систему управления ОПН введен датчик тока ДТ1 (рис. 1), выходная координата которого предназначена для расчета компенсирующего тока i К преобразователя в соответствии с выражением i К = i 1 – i Н , где i 1 – мгновенное значение синусоидального тока, потребляемого из сети; i _Н – ток, потребляемый нелинейными нагрузками.

БМ состоит из двух интегрирующих развертывающих преобразователей РП1 и РП2 с широтноимпульсной модуляцией второго рода (ШИМ-2) [10–11], генератора пилообразного напряжения (ГПН), общего для РП1 и РП2, инвертора Ин., формирующего взаимно инверсные сигналы управления X ВХ и – X ВХ , и распределителя импульсов РИ (рис. 2, а).

РП1 и РП2 с ШИМ-2 представляют собой замкнутые системы, состоящие из сумматоров 2 1 - 2 4, интеграторов И1, И2 с постоянной времени Т _И2 и релейных элементов РЭ1, РЭ2 с безгис-терезисной и симметричной относительно нуля характеристиками (рис. 2, а).

Перевод РП1 и РП2 в режим вынужденных переключений производится от генератора пилообразного напряжения ГПН, формирующего сигнал ведущей развертывающей функции Y _И( t ) с линейно нарастающим и спадающим фронтами (рис. 2, в). ГПН представляет собой замкнутую автоколебательную систему, состоящую из интегратора И и релейного элемента РЭ с симметричными порогами переключения ± Ь (рис. 2, а). Несущая частота ГПН f ₀ = 1/(4 ЬТ _И1), где Ь = | b/A | - нормированное значение порогов переключения РЭ; Т _И1 - постоянная времени интегрирования интегратора в ГПН, причем Т _И1 < 2 Т _И2.

Ведомые развертки Y _И1( t ), Y _m( t ) в РП1 и РП2 формируются в результате интегрирования суммы или разности выходных импульсов Y 1 ( t ), Y 2 ( t ) релейных элементов РЭ1, РЭ2 и входных воздействий ± Х ВХ (рис. 2, б - д). Переключение ключей T 1 - T 4 в стойках моста ОПН происходит в моменты равенства ведомых Y _m( t ), У_И2(t ) и ведущей Y j^( t ) разверток (рис. 2, в). Статическая функция преобразования РП определяется из выражения Y = t ₂ n /Т ₀ = 0,5 ■ (1 + X _ВХ), где у - коэффициент заполнения импульсов силовых ключей; t _{2 n} - интервал времени включенного состояния ключей Т 2, Т 4 (рис. 2, г, д); Т ₀ = 1 / f - период ШИМ; f₀ - несущая частота ^ГПН; Х ВХ = I ^х вх / А\ - нормированное значение сигнала управления, ± А - амплитуда импульсов на выходе РЭ1, РЭ2 (рис. 2, г, д).

Выходные инверторы Ин.1, Ин.2 (рис. 2, а) служат для преобразования биполярных выходных импульсов Y i ( t ), Y ₂( t ) релейных элементов РЭ1, РЭ2

(рис. 2 г, д) в однополярные сигналы Q 1 , Q 2 (рис. 2, е, ж), что необходимо для подключения к распределителю импульсов управления РИ (рис. 2, а).

Импульсами Q 1 осуществляется управление ключами Т 1 , Т 4 первой стойки моста, а импульсами Q 2 – ключами Т 2 , Т 3 второй стойки моста (рис. 1, 2, е, ж). Логические инверторы Л1 и Л2 в РИ (рис. 2, а) обеспечивают противофазное переключение силовых ключей в стойках моста.

При X ВХ = 0 РП1 и РП2 формируют два одинаковых сигнала Q 1 и Q 2 (рис. 2 е, ж), в результате чего в проводящем состоянии одновременно находятся либо ключи Т 1 , Т 3 , либо – Т 2 , Т 4 (рис. 2, и). Напряжение на зажимах стойки моста u ab = 0 (рис. 2 з).

При X ВХ > 0 происходит увеличение продолжительности включения ключа Т 4 при одновременном сокращении длительности открытого состояния T ₂ (рис. 2, е, ж). В результате на интервалах времени t ₁ и t ₃ в проводящем состоянии оказываются ключи Т 3 , Т 4 , расположенные по диагонали моста (рис. 2, з, и), и напряжение u ab = – U d (рис. 2, з), где U d – постоянное напряжение на выходе ОПН. В интервалах t 2 и t 4 всегда открыты либо ключи Т 2 , Т 4 , либо Т 1 , Т 3 (рис. 2, з, и). Тогда напряжение u ab = 0 (рис. 2, з). При X ВХ < 0 происходит изменение знака напряжения на выходе преобразователя u ab > 0 (рис. 2, з) за счет срабатывания ключей Т 1 , Т 2 , расположенных в противоположной диагонали моста.

Поскольку две стойки моста управляются независимо, частота импульсов на выходе преобразователя равна удвоенному значению несущей частоты ШИМ f 0 системы управления (рис. 2, е – з). Это дает соответствующее улучшение гармонического спектра выходного напряжения ОПН [9]. Переход к однополярной модуляции обеспечивает также меньший уровень пульсаций тока дросселя L 1 ОПН по сравнению с двухполярной модуляцией [8, 12], а удвоение частоты импульсов на выходе ОПН позволяет в два раза повысить помехоустойчивость системы управления за счет увеличения эквивалентной постоянной времени РП1 и РП2 T Э ≈ 0,27 ⋅ Т И2 ⋅ Т 0 [10]. Здесь Т И2 = Т И2 / Т И1 – относительная постоянная времени интегратора в РП1 и РП2, выбираемая в диапазоне 2,1 ≤ Т _И2 ≤ 3,0 , когда разрешается компромисс между помехоустойчивостью и быстродействием РП.

Таким образом, по сравнению с симметричным алгоритмом переключения силовых вентилей [8, 12] несимметричный алгоритм переключения силовых ключей с удвоением частоты импульсов на выходе преобразователя позволяет при сохранении амплитуды пульсаций тока дросселя L1, несущей частоты ШИМ f0 системы управления и напряжения на выходе преобразователя Ud в четыре раза снизить индуктивность дросселей L1 на входе ОПН и LДР на входе подключения нагрузок переменного тока (рис. 1). Это значительно уменьшает массогабаритные показатели ОПН и повышает его быстродействие.

Кроме того, применение интегрирующих РП1 и РП2 с ШИМ-2 в блоке модуляции обеспечивает высокую помехоустойчивость системы управления ОПН по отношению к сигналам внешних помех с частотным спектром, близким или превышающим частоту несущих колебаний f ₀ РП [10–11].

Одним из наиболее уязвимых с позиций помехоустойчивости каналов системы управления ОПН является устройство синхронизации УС (рис. 1), которое в большинстве практических случаев включает в себя сглаживающий фильтр Ф и релейный элемент РЭ с симметричными относительно нулевого уровня порогами переключения [13]. Недостаток такого устройства очевиден – при изменениях амплитуды и/или частоты напряжения сети заданный угол синхронизации существенно меняется [14], что неизбежно приводит к ухудшению энергетических показателей ОПН, например, коэффициента мощности χ и cos ϕ .

Применение методов интегрирующего развертывающего преобразования для синхронизации системы управления ОПН является одним из эффективных способов повышения ее помехоустойчивости, статической и динамической точности [14–15].

В основе адаптивного УС лежит интегрирующий РП (рис. 3, а), содержащий сумматоры Σ1, Σ2, интегратор И и релейный элемент РЭ с симметричной относительно «нуля» петлей гистерезиса. При этом РП работает в режиме внешней синхронизации с частотой напряжения сети [14–15].

При воздействии гармонического синхронизирующего сигнала (напряжения сети) Х С ( t ) (рис. 3, б) на выходе РП устанавливаются вынужденные колебания, при которых импульсы на выходе РЭ Y ( t ) сдвинуты относительно напряжения сети Х С ( t ) на угол α С = –90 эл. град (рис. 3, б, в) при условии выполнения равенства Т _С = Т ₀ , где Т С – период напряжения сети; Т ₀ = 4 bT _И – период собственных автоколебаний РП; b = b / А I – нормированное значение порогов переключения РЭ; Т И – постоянная времени интегратора РП.

В работе [14] показано, что интегрирующий РП, синхронизированный гармоническим внешним воздействием, полностью адаптируется к нестабильности амплитуды напряжения сети в пределах ± 50 %, когда в установившемся режиме работы угол синхронизации α С сохраняется равным –90 эл. град, а оптимальным уровнем глубины синхронизации А_С = А_С / А I следует считать диапазон π 2 ≤ А С ≤ 4,0, когда разрешается компромисс между помехоустойчивостью и быстродействием РП. Здесь А С – амплитуда напряжения сети; ± А – амплитуда выходных импульсов РЭ.

Для адаптации РП к частоте питающего напряжения в УС введен блок коррекции частоты БКЧ (рис. 3, а), состоящий из амплитудного модулятора АМ, сумматора Σ 3, преобразователя периода (интервала времени) в напряжение ППН и генератора коротких импульсов ГКИ, запускаемого по переднему и заднему фронтам импульса с выхода РП (рис. 3, в, г).

При номинальной частоте напряжения сети сигнал на выходе ППН Y Т ( t ) равен по модулю порогу переключения b релейного элемента РЭ (рис. 3 г), поэтому Y А ( t ) на выходе АМ равен нулю (рис. 3 д).

При снижении частоты питающего напряжения (рис. 3, б) возрастает сигнал Y_Т ( t ) на выходе ППН до уровня b + Δ b (рис. 3 г), вследствие чего увеличивается и порог переключения РЭ на величину Δ b (рис. 3, в) при сохранении равенства Т _С = Т ₀ = 4 bT _И . В результате этого в установившемся режиме работы угол синхронизации α С между напряжением сети Х С ( t ) и выходными импульсами РП сохраняется равным –90 эл. град (рис. 3, б, в).

В состав адаптивного УС также входит цифровой генератор гармонических колебаний ГГК

(рис. 3, а), включающий в себя двоичный суммирующий счетчик СТ, постоянное запоминающее устройство ПЗУ, преобразователь напряжения в частоту импульсов ПНЧ, функциональный преобразователь ФП математической функции (1/ x ) , одновибратор ОВ, цифровой компаратор ЦК и логический элемент Л типа «2ИЛИ».

Синхронизация ГГК с напряжением сети Х _С( t ) осуществляется импульсами Y ОВ ( t ) (рис. 3 е) с выхода ОВ, которые через логический элемент Л типа «2ИЛИ» устанавливают в счетчике СТ начальный нулевой код (рис. 3 з). Запуск ОВ происходит по заднему фронту сигнала с выхода РП (рис. 3, в, е).

ФП выделяет сигнал Y F ( t ), прямо пропорциональный удвоенному значению частоты напряжения сети (0,5 T C )^–1 (рис. 3, г), который затем преобразуется с помощью ПНЧ в импульсы Y G ( t ) с частотой ( Т_G )^–1 (рис. 3, ж). Для достижения повышенной временной и температурной стабильности характеристик и помехоустойчивости в адаптивном УС (рис. 3, а) целесообразно использовать интегрирующий ПНЧ с синфазной амплитудно-частотно-импульсной модуляцией [16–17].

Счетчик СТ формирует адресную развертывающую функцию N ( t ) (рис. 3, з), где каждое значение кода N i является кодом адреса соответствующей ячейки памяти в ПЗУ, в которой хранится значение кода N SIN ( t ) (рис. 3 и), аппроксимирующего функцию sin( ω t + 90 ° ), так как выходные импульсы РП отстают по фазе от напряжения сети Х С ( t ) на угол α С = –90 эл. град (рис. 3, б, в).

Цифровой компаратор ЦК формирует импульс сброса Y _max( t ) в случае возникновения на выходе счетчика СТ кода N ≥ N max , предотвращая тем самым обращение к ПЗУ по несуществующему адресу. Данная ситуация возникает в переходном режиме УС при резком изменении как амплитуды, так и частоты напряжения сети.

Результаты исследований показали, что адаптивное УС (рис. 3, а) обеспечивает автоподстройку своих характеристик в установившемся режиме при нестабильности амплитуды и частоты напряжения сети до ± 50 % и выше. В динамических режимах допустимая скорость изменения амплитуды за один период напряжения сети и частоты за 1 с составляет ± 12 % и ± 10 Гц/c соответственно при условии, что отклонение угла синхронизации в РП Δα С не превышает ± 2 эл. град, а глубина синхронизации выбирается из условия π 2 ≤ А С ≤ 8,0.

Адаптивное УС (рис. 3, а) обладает также высокой помехоустойчивостью к сигналам внешних помех, наводимым со стороны напряжения сети вследствие работы силовых ВП, в том числе и ОПН. Повышенная помехоустойчивость достигается за счет замкнутого характера структуры РП и наличия интегратора в прямом канале регулирования (рис. 3, а).

В тех случаях, когда сеть имеет стабильные параметры по частоте, в УС (рис. 3, а) необходимо исключить блок коррекции частоты БКЧ, а преобразователь напряжения в частоту импульсов ПНЧ заменить на генератор импульсов со стабильной частотой, что существенно позволяет упростить и удешевить схему синхронизации.

Однофазный ОПН в режиме активного фильтра высших гармоник

Экспериментальные исследования активного фильтра высших гармоник (рис. 1) совместно с преобразователем частоты (ПЧ) были проведены на основе однофазного ОПН, разработанного на кафедре электропривода ЮУрГУ и изготовленного в ООО НПП «Учтех-Профи». В качестве нагрузки был задействован однофазный двухзвенный преобразователь частоты (ПЧ) с неуправляемым выпрямителем на входе и емкостным фильтром, а также с трехфазным автономным инвертором напряжения (АИН) на выходе, нагруженным на трехфазную активно-индуктивную нагрузку ( R н = 100 Ом; L Н = 0,32 Гн).

Однофазный неуправляемый выпрямитель с емкостным фильтром потребляет из сети импульсный ток i Н (рис. 4, в), разложение которого в ряд Фурье дает нечетные гармоники 3, 5, 7, 9 … и т. д. (рис. 5, а). Это приводит к искажению формы напряжения сети в виде «среза» верхней части полуволны синусоидального напряжения (рис. 4, а). Поэтому коэффициент мощности неуправляемого выпрямителя с емкостным фильтром не превышает χ ≈ 0,6 – 0,8, а cos ϕ близок к единице (рис. 6, а) по причине равенства нулю фазового сдвига между первыми гармониками тока и напряжения сети.

На рис. 4 показано, каким должен быть компенсирующий ток i К , чтобы подавить влияние высших гармоник тока, создаваемых преобразователем частоты (ток i Н ), и одновременно обеспечить потребление из сети синусоидального тока i 1 , сдвинутого относительно напряжения сети u 1 на угол ϕ = 0. На интервалах времени t 1 – t 2 и t 3 – t 4 активный фильтр потребляет энергию из сети (рис. 4, г), запасая ее в емкостном накопителе С d ОПН, а на интервалах t 2 – t 3 и t 4 – t 5 , наоборот, возвращает ее в сеть так, чтобы поддержать синусоидальность тока i ₁.

Для выравнивания скорости нарастания компенсирующего тока i К ОПН и тока нагрузки i Н (рис. 4, в, г) на входе преобразователя частоты установлен дроссель L ДР с индуктивностью, равной индуктивности дросселя L 1 ОПН (рис. 1). При отсутствии L ДР ОПН не успевал бы скомпенсировать ток i Н и в токе i 1 возникали бы существенные искажения (рис. 4, д), сводящие на нет целесообразность применения активного фильтра.

Таким образом, применение активного фильтра в системе электроснабжения позволяет улучшить не только спектральный состав тока, потребляемого из сети (рис. 5, б), но и снизить

Рис. 4. Осциллограммы токов и напряжений однофазного ОПН, работающего в режиме активного фильтра, совместно с ПЧ (частота на выходе АИН f = 50 Гц)

Рис. 5. Спектральные характеристики входного тока с активным фильтром (б) (АГ – амплитуда гармоники тока в процентах относительно основной)

Рис. 6. Энергетические характеристики однофазного ОПН, работающего в режиме активного фильтра, совместно с преобразователем частоты: χ = F ( f ), cos ϕ = F ( f ) (а); δ I1 = F ( f ) (б)

его действующее значение δ I 1 на 16 % при выходной частоте автономного инвертора напряжения f = 50 Гц (рис. 6, б). Кроме того, активный фильтр позволяет получить высокий результирующий коэффициент мощности χ и cos ϕ , близкий к единице (рис. 6, а). В результате улучшается эффективность передачи активной мощности через сеть и, как следствие, уменьшаются потери мощности на внутренних сопротивлениях сети. Это, в конечном итоге, позволяет уменьшить потребление электроэнергии. На рис. 6, б δ I ₁ = ( I ₁ - I _1(АФ)) I ₁, где δ I 1 – относительное снижение тока, потребляемого из сети; I 1 , I 1(АФ) – действующее значение тока, потребляемого из сети, при отсутствии и наличии активного фильтра в системе соответственно.

Однофазный ОПН в режиме компенсации реактивной мощности

Схема обратимого преобразователя напряжения, приведенная на рис. 1, может также работать в режиме компенсации реактивной мощности [10, 18].

На рис. 7 приведены осциллограммы токов и напряжений однофазного ОПН, работающего в режиме компенсации реактивной мощности, совместно с активно-индуктивной нагрузкой (фазовый сдвиг между током и напряжением ϕ ≈ 55 эл. град) и однофазным тиристорным преобразователем (угол управления тиристорами α ≈ 30 эл.

град). Там же видно, каким должен быть компенсирующий ток i К ОПН, чтобы при включении всех нагрузок (ток i Н ) из сети потреблялся синусоидальный ток i 1 , передающий необходимую активную мощность и сдвинутый относительно напряжения сети u 1 на угол ϕ = 0.

На рис. 8 представлены экспериментальные энергетические характеристики, из которых видно, что при отсутствии компенсатора реактивной мощности в диапазоне α от 15 до 150 эл. град коэффициент мощности системы χ и cos ϕ имеют низкое значение, лежащее в пределах от 0,5 до 0,78, а при наличии компенсатора значения χ и cos ϕ близки к единице (рис. 8, а). Кроме этого, в системе наблюдается снижение действующего значения тока I 1 , потребляемого из сети. Так, например, при α = 105 эл. град δ I 1 уменьшается на 40 % (рис. 8, б). Все это однозначно свидетельствует об эффективном использовании электроэнергии и снижении потерь мощности в сети.

Однофазное нагрузочно-питающее устройство

Весьма привлекательным с точки зрения энергосбережения является применение обратимых преобразователей напряжения в качестве универсальной нагрузки при исследовании силовых вентильных преобразователей (ВП).

На сегодняшний день в научно-технических лабораториях для испытания электрических машин,

Рис. 7. Осциллограммы токов и напряжений однофазного ОПН, работающего в режиме компенсации реактивной мощности, совместно с активно-индуктивной нагрузкой и тиристорным преобразователем

( α ≈ 30 эл. град; ϕ ≈ 55 эл. град)

трансформаторов, автономных инверторов, тиристорных выпрямителей, преобразователей постоянного напряжения, источников вторичного электропитания, аккумуляторных батарей и других электротехнических устройств чаще всего применяются дискретно регулируемые активные, активно-индуктивные или активно-емкостные нагрузки. Такие нагрузки обладают рядом существенных недостатков:

• -    вся преобразованная энергия используется неэффективно, превращается в тепло и рассеивается в окружающую среду, поэтому при больших мощностях исследуемых объектов габариты таких устройств резко возрастают;

• -    невозможно изменение направления потока мощности в системе, что не позволяет, например, исследовать силовые ВП в инверторном режиме, когда требуется подводить энергию к преобразователю со стороны нагрузки;

• -    трудность одновременной плавной регулировки тока и угла сдвига в фазах трехфазной нагрузки вследствие естественного разброса параметров пассивных элементов нагрузки.

На кафедре «Электропривод и автоматизация промышленных установок» была разработана универсальная нерассеивающая электронная нагрузка (в дальнейшем нагрузочно-питающее устройство НПУ) [19–20], позволяющая исследовать не только все виды силовых вентильных преобразователей в режимах выпрямления и инвертирования, но и другое электротехническое оборудование.

Однофазное НПУ состоит из двух обратимых преобразователей напряжения ОПН1 и ОПН2, соединенных между собой и с емкостным накопителем С_d на стороне постоянного тока С_d (рис. 9). Силовые блоки СБ1, СБ2 обратимых преобразователей напряжения представляют собой однофазные транзисторно-диодные мосты с индуктивными накопителями на выходах L 1, L 2.

На выходе ОПН1 и ОПН2 установлены электромагнитные фильтры ЭМФ1 и ЭМФ2, обеспечивающие подавление высокочастотных гармоник, соответствующих частотному спектру импульсной модуляции. Если внутри исследуемого преобразователя нет потенциальной развязки или уровень напряжения на выходе отличается от сетевого, то ОПН2 подключается к сети через трансформатор ТV.

Поскольку ОПН2 работает на сеть переменного тока, то его основная задача – сформировать синусоидальный ток на выходе, совпадающий по фазе (режим выпрямления) или противофазного напряжению сети (режим инвертирования) u 1 , т. е. обеспечить двунаправленный поток мощности в системе с высокими энергетическими показателями, такими как cosφ ≈ 1 и коэффициент мощности χ ≈ 1, а также стабилизировать постоянное напряжение U d на конденсаторе С d .

Система управления ОПН2 (рис. 9) состоит из двух замкнутых контуров: внешнего контура напряжения и внутреннего контура тока, аналогично системе управления ОПН, работающего в режиме активного фильтра высших гармоник и компенсации реактивной мощности (рис. 1), с той лишь разницей, что в НПУ отсутствует датчик тока со стороны напряжения сети, устраняющий искажения токов, создаваемых нелинейными нагрузками.

ОПН1 (рис. 9) работает в режиме источника тока, имитируя требуемый ток в нагрузке исследуемого объекта (ИО). С этой целью в преобразователь введен внутренний контур тока, состоящий из дросселя L 1, датчика тока ДТ1 и ПИ-регулятора тока РТ1. Переключение силовых транзисторов Т 1 – Т 4 ОПН1 осуществляется аналогично ОПН2. Для задания требуемых режимов работы в системе управления ОПН1 введен блок задания тока БЗТ, выполняющий следующие основные функции:

• -    формирование постоянного или переменного тока нагрузки в функции напряжения исследуемого объекта – режим регулирования (Рег.). С этой целью параллельно с ИО установлен датчик напряжения ДН1, задающий системе управления форму требуемого тока в нагрузке;

• -    поддержание постоянного тока нагрузки – режим стабилизации (Стаб.);

  

  а)                                        б)

  Рис. 8. Энергетические характеристики однофазного ОПН, работающего в режиме компенсации реактивной мощности, совместно с активно-индуктивной нагрузкой и тиристорным преобразователем:

  X = F ( a ), cos _Ф = F ( а ) (а); 8 I1 = F ( а ) (б)

  
  
  

  Рис. 9. Функциональная схема однофазного нагрузочно-питающего устройства

  
  

• -    регулирование величины тока нагрузки – «Задание тока»;

• -    регулирование фазового сдвига между напряжением и током в нагрузке – «Задание фазы». Имитация активно-индуктивной нагрузки на переменном токе.

Результаты экспериментальных исследований показали, что при помощи однофазного НПУ возможно испытание следующих преобразователей электрической энергии:

• -    трехфазного реверсивного тиристорного преобразователя [8] в режимах выпрямления и инвертирования при активно-индуктивной нагрузке с противо-ЭДС (ПЭДС). Индуктивный характер нагрузки имитировался за счет катушки индуктивности L Ф (рис. 9);

• -    реверсивного широтно-импульсного преобразователя [8, 12] в режимах выпрямления и инвертирования при активно-индуктивной нагрузке с ПЭДС;

• -    однофазного автономного инвертора напряжения [12] в режимах выпрямления и инвертирования при активно-индуктивной нагрузке. Индуктивный характер нагрузки имитировался за счет регулирования фазового сдвига между напряжением и желаемым током нагрузки системой управления ОПН1. Катушка индуктивности L Ф и конденсатор С Ф (рис. 9) в данном случае выполняют роль фильтра, выделяющего первую гармонику выходного напряжения автономного инвертора.

На рис. 10 приведены осциллограммы токов и напряжений однофазного НПУ со стороны нагрузки и сети при исследовании трехфазного реверсивного тиристорного преобразователя (ТП), работающего на активно-индуктивную нагрузку с ПЭДС в выпрямительном (а) и инверторном (б)

режимах. В режиме выпрямления энергия, потребляемая ТП, за вычетом потерь в НПУ возвращается в сеть (рис. 10, а). В режиме инвертирования НПУ, наоборот, питает ТП со стороны нагрузки. При этом НПУ переходит в режим выпрямления, а трехфазный ТП – в инверторный (рис. 10, б).

Экспериментальные энергетические характеристики χ НПУ = f ( α ), cos ϕ НПУ = f ( α ), η НПУ = f ( α ), χ ТП = f ( α ) однофазного НПУ, снятые при постоянном значении тока нагрузки (режим стабилизации тока в НПУ), представлены на рис. 11. Здесь χ НПУ , cos ϕ _НПУ – коэффициента мощности и модуль cos φ НПУ соответственно; η НПУ – коэффициент полезного действия НПУ; χ ТП – коэффициента мощности ТП; α – угол управления ТП.

Видно, что НПУ обеспечивает высокие энергетические показатели, такие как коэффициент мощности χ НПУ и cos ϕ НПУ , близкие к единице, когда фазовый сдвиг между напряжением и током сети равен нулю в режиме выпрямления (рис. 10, б), либо 180 эл. град в режиме инвертирования (рис. 10, а), за исключением области, соответствующей углам управления ТП 60 <  α < 90 эл. град, в которой происходит смена режима работы НПУ (рис. 11). КПД нагрузочно-питающего устройства достаточно низкий и не превышает значения 0,8 (рис. 11), что объясняется малой мощностью НПУ, когда суммарные потери составляют существенную часть мощности преобразователя. При больших мощностях η НПУ возрастает и достигает значений 0,9 и выше. При α ≈ 95 эл. град происходит изменение направления потока мощности в ТП и переход его из выпрямительного ( α < 95 эл. град) в инверторный ( α > 95 эл. град) режимы работы.

Рис. 10. Осциллограммы токов и напряжений однофазного НПУ со стороны нагрузки и сети при исследовании трехфазного реверсивного тиристорного преобразователя, работающего на активно-индуктивную нагрузку с ПЭДС в выпрямительном α = 30 эл. град (а) и инверторном α = 135 эл. град (б) режимах

Однофазные обратимые преобразователи напряжения, работающие в режимах активного фильтра и компенсатора реактивной мощности, а также однофазное НПУ используются в автоматизированном лабораторном комплексе «Энергосберегающая энергетическая электроника», изготовленном в ООО НПП «Учтех-Профи». На стенде изучается большинство элементов, применяемых в современных устройствах силовой электроники [21–25]. Исследуются также все классы современных преобразователей. Особое внимание уделяется изучению и измерению энергетических показателей, а также способам улучшения показателей качества системы электроснабжения.

Заключение

На основании проведенных теоретических и

Рис. 11. Энергетические характеристики однофазного НПУ: χНПУ = f (α), cosϕНПУ = f (α), ηНПУ = f (α), χТП = f (α) при поддержании постоянного значения тока нагрузки практических исследований можно сделать следующие выводы.

• 1.    Использование несимметричного алгоритма переключения силовых ключей (однополярная модуляция) с удвоением частоты импульсов на выходе позволяет по сравнению с симметричным способом управления (двухполярная модуляция) улучшить быстродействие ОПН и уменьшить его массогабаритные показатели за счет снижения индуктивности входного дросселя в четыре раза.

• 2.    Интегрирующие развертывающие преобразователи с ШИМ-2 обеспечивают высокую помехоустойчивость системы управления ОПН со стороны информационного канала по отношению к сигналам внешних помех с частотным спектром, близким или превышающим частоту несущих колебаний РП, что объясняется замкнутым характером структуры РП и наличием интегратора в прямом канале регулирования.

• 3.    Адаптивное устройство синхронизации, применяемое в системе управления ОПН, обеспечивает автоподстройку своих характеристик в установившемся режиме при нестабильности амплитуды и частоты напряжения сети в пределах ± 50 % и даже выше, а также высокую помехоустойчивость к сигналам внешних помех, наводимых со стороны синхронизирующего канала УС вследствие совместной работы силовых вентильных преобразователей.

• 4.    Применение однофазного ОПН, работающего в режимах активного фильтра высших гармоник и компенсатора реактивной мощности, позволяет улучшить спектральный состав тока, потребляемого из сети, и снизить его действующее значение, вследствие улучшения таких показате-

• лей системы как χ и cosϕ. В результате снижается потребление электроэнергии.

• 5.    НПУ является универсальной нагрузкой, позволяющей исследовать не только все виды силовых вентильных преобразователей в выпрямительном и инверторном режимах, но и других электротехнических устройств, например, электрических машин, трансформаторов, источников питания и т.д. в режимах потребления и рекуперации энергии.

• 6.    НПУ обеспечивает высокие энергетические показатели, такие как коэффициент мощности χ и cosφ, близкие к единице. При этом вся энергия за вычетом потерь в НПУ, в отличие от пассивных нагрузок, возвращается в сеть, что позволяет сэкономить большое количество электрической энергии во время проведения испытаний различных электротехнических устройств, особенно большой мощности.