Моделирование стабилизированного источника питания для каскадов усиления измерительных устройств

Аналого-цифровые преобразователи (АЦП) имеют широкое применение в различных областях современной науки и техники. Они являются основными составляющими систем преобразования и отображения информации, программируемых источников питания и цифровых измерительных приборов (ЦИП) [1]. Входные усилительные каскады ЦИП в основном реализуются на операционных усилителях (ОУ) или транзисторных усилительных каскадах, работающих в режиме класса «А». При этом для неискажённой передачи информационных сигналов важно добиться высокой стабильности напряжения источника питания и малых его пульсаций, учитывая, что питание таких приборов осуществляется 1

обычно от промышленной сети. Современные импульсные источники питания, работающие на частотах преобразования до 1 мГц, имеют достаточно высокие показатели по стабильности выходного напряжения, а также по экономичности, однако достичь малых пульсаций выходного напряжения на уровнях менее ±1 мВ, что требуется для качественной работы усилительных каскадов измерительных приборов, с ними достаточно сложно.

Для достижения цели создания высокостабильного источника питания для ОУ с пульсациями выходного напряжения менее ±1 мВ с входным питанием от промышленной сети переменного тока с напряжением 220 В±10% нами рассмотрено известное схемотехническое решение линейного источника питания [2; 3], реализованного на микросхеме КР142ЕН8В, электрическая принципиальная схема (ЭПС) которого представлена на рисунке 1.

Рис. 1. ЭПС линейного источника питания для ОУ с выходным напряжением Uвых = +15 В.

Моделирование электрических процессов в данной схемы питания ОУ осуществлялось в программной среде Multisim 11.0. На рисунке 2 представлена визуализация исследуемой схемы.

Рис. 2. Визуализация исследуемой схемы источника питания в Multisim.

Исследования пульсаций выходного напряжения Uвых осуществлялись при вариации следующих параметров схемы:

• –    сопротивление вторичной обмотки трансформатора Ri и зменялось дискретно в пределах от 0,1 Ом до 10 Ом;

• –    действующее значение напряжения на выходе трансформатора U вых.тр изменялось в соответствии с изменением входного напряжения трансформатора в пределах ±10 % от установленного номинального значения;

• –    ёмкость конденсатора фильтра C 1 изменялось дискретно в пределах от 0,1 мФ до 5 мФ;

• –    выходной максимальный ток Iвых в нагрузке был установлен равным 0,25 А.

В ходе моделирования при изменении сопротивления вторичной обмотки R i было обнаружено, что форма сигнала выходного напряжения U вых.тр с вторичной обмотки трансформатора изменялась. На рисунке 3 изображены осциллограммы U вых.тр при различных значениях R i .

• а)                            б)                            в)

Рис. 3. Формы сигналов выходного напряжения с трансформатора при различных значениях сопротивлении вторичной обмотки R i :

• а) 0,1 Ом; б) 5 Ом; в) 10 Ом.

Из рисунка 3 видно, что при достаточно малом значении Ri = 0,1 Ом форма выходного напряжения трансформатора Uвых.тр соответствует синусоидальной временной зависимости (рисунок 3а). Однако с увеличением Ri выходное напряжение трансформатора Uвых.тр начинает приобретать трапецеидальную форму. Это свидетельствует об увеличении активных электрических потерь в выходной обмотке трансформатора. Этот эффект приводит к дополнительному нагреву трансформатора при эксплуатации. Таким образом, для снижения электрических потерь и, соответственно, повышения коэффициента полезного действия источника питания, а также температуры перегрева обмоток трансформатора требуется обязательное снижение сопротивления выходной обмотки Ri трансформатора питания. При этом необходимо учитывать, что это возможно только при увеличении диаметра медных проводов трансформатора. Однако, в свою очередь это приводит к увеличению массы и габаритов трансформатора питания.

При моделировании значения выходных пульсаций напряжения Uвых.пул определялись по величинам размахов показаний пульсаций с экрана виртуального осциллографа. На рисунке 4 подробно показано как проводились измерения.

Рис. 4. Определение пульсаций входного напряжения (линия синего цвета) на конденсаторе C 1 и выходных пульсаций (линия красного цвета) напряжения на нагрузке стабилизатора по осциллограммам.

Результаты исследования зависимостей пульсаций выходного напряжения U вых.пул от величины ёмкости конденсатора фильтра С 1 при различных значениях нестабилизированного входного переменного напряжения.

На основе этих данных на рис. 5 представлены. графики зависимостей пульсаций выходного напряжения U вых.пул от величины ёмкости конденсатора фильтра С 1 при R i = 0,1 Ом, R i = 5 Ом и R i = 10 Ом и при действующих значениях напряжения на выходной обмотке трансформатора пропорциональные, пропорциональные изменения действующим значениям нестабилизированного напряжения питающей сети при U вх = 198 В; при U вх = 220 В; при U вх = 242 В.

а)                                              б)

в)

Рис. 5. Графики зависимостей выходных пульсаций U_вых.п у _л. от ёмкости сглаживающего фильтра C 1 при Ri: а) 0,1 Ом; б) 5 Ом; в) 10 Ом.

Анализируя данные графики, можно заметить, что при увеличении R i пульсации выходного напряжения снижается. Также можно сделать вывод о том, что во всех случаях (рисунок 6 а-в) уровень пульсаций 1мВ достигается при ёмкости С 1=2,5 мФ (25 000 мкФ). При этом для обеспечения такого уровня пульсации необходимо применять электролитические конденсаторы с номинальной ёмкостью не менее 2,7 мФ [4].

При изменении напряжения сети, параметров трансформатора и конденсатора С 1, также меняется мощность P ст , которая выделяется в силовой цепи микросхемы стабилизатора. Эта мощность можно определить по формуле:

P =U I . ст     ст вых , где Uст – падение напряжения между входом и выходом стабилизатора, В; Iвых – сила тока в нагрузке, А.

Исследования показали, что величина максимальной мощности Pстмак выделяемой в силовой цепи микросхемы стабилизатора при С1=2,5 мФ достигается для всех значений Ri достигается при максимальном действующем значении напряжения питающей сети 5

U д.сети мак = 242 В. При этом проведена оценка площади охлаждающего радиатора, расчёт которой проводилась по известной формуле [5]:

S охл

(T

J . макс

-

T )

окр

Pст

-

где T J.макс – предельная максимальная температура полупроводниковых структур микросхемы стабилизатора, при которой обеспечиваются заданные показатели надёжности микросхемы при эксплуатации, ℃; T окр – максимальная температура окружающей среды при эксплуатации, ℃; P ст – мощность на стабилизаторе, Вт; R th – установившееся значение теплового сопротивления радиатора, Ом.

При этом предельное значение температуры T J.макс выбрана равной +60 ℃., значение максимальной температуры окружающей среды T окр выбрана +40 ℃, а по справочным данным для данной микросхемы стабилизатора R th = 3 ℃/Вт.

Расчётные данные приведены в таблице 1.

Таблица 1

Расчёт площади радиатора для трансформаторов с разным сопротивлением вторичной обмотки, при входном максимальном действующем значении напряжении сети U д.сети мак 242 В, при C 1 2,5 мФ
R i , Ом	U д.сетимак , В	U д.вых.тр. , В	S охл , см
0,1	242	16,29	119,3
5		16,02	132,6
10		15,93	142,7

На основе данных из таблицы 1 построен график зависимости площади радиатора S охл от сопротивления вторичной обмотки R i (рис. 6).

Рис. 6. График зависимости площади поверхности радиатора S охл от сопротивления вторичной обмотки R i..

Из полученной зависимости видно, что чем больше сопротивление вторичной обмотки R i , тем больше габариты и, соответственно, масса радиатора.

В дальнейшем данные исследования будут использованы при разработке высокостабильных источников питания с малыми пульсациями выходного напряжения, которые составят основу электрического питания измерительных устройств, разрабатываемых на кафедре электроники и наноэлектроники Научно-исследовательского Мордовского государственного университета им. Н. П. Огарёва.