Обеспечение электромагнитной совместимости мощных электротехнических комплексов

Увеличение единичной электрической мощности крупных энергоемких комплексов, внедрение цифровых систем управления и полностью управляемых полупроводниковых ключей – все это заставляет по-новому пересмотреть основные вопросы обеспечения электромагнитной совместимости (ЭМС) и достаточной живучести уникальных электротехнических комплексов (ЭТК). Так, в металлургической промышленности – наиболее энергоемкой отрасли, к таким комплексам относятся дуговые сталеплавильные печи (ДСП) и непрерывные станы горячей и холодной прокатки с тиристорными и транзисторными преобразователями.

Основными проблемами обеспечения ЭМС промышленных ЭТК являются:

• 1)    снижение потребления реактивной мощности;

• 2)    подавление высших гармоник и устранение несимметрии питающего напряжения;

• 3)    повышение устойчивости активных выпрямителей к провалам напряжения.

Рассмотрим способы их решения подробнее на конкретных примерах.

Современные сверхмощные ДСП (мощность печных трансформаторов достигает отметки в 300 МВА) обладают характерной спецификой – низким коэффициентом мощности (cosφ ≈ 0,75), что вызывает неравномерное и несимметричное потребление реактивной мощности в точке подключения [1]. Передача реактивной мощности снижает пропускную способность внутризаводских сетей и увеличивает потери электроэнергии, что неизбежно ведет к повышению экономических затрат на единицу продукции. Нормальная работа ДСП неизбежно связана с искажением синусоидальности и нарушением симметрии напряжения питающей сети. В данном случае резкопеременные набросы мощности являются причиной отклонений и колебаний напряжения, а появление высших гармоник вызывает дополнительные потери в силовом электрооборудовании, подключенном на общие шины с нелинейной нагрузкой [2]. Все это делает невозможным подключение ДСП к общим шинам внутризаводской сети, доступной альтернативой является применение глубокого ввода 220 кВ / 35 кВ. Подобная мера требует значительных капиталовложений и усложняет конфигурацию сетей предприятия.

Современные электроприводы прокатных станов выполняют на базе синхронных двигателей и преобразователей частоты в составе активных выпрямителей и автономных инверторов, силовые схемы которых собраны на полностью управляемых полупроводниковых вентилях. Последнее обстоятельство снимает остроту последствий потребления реактивной мощности, так как в таких преобразователях cosφ = 1, но возникают другие проблемы [3, 4]. Системы управления таких электроприводов, как правило, не адаптированы к несимметричным провалам питающего напряжения. Провалы напряжения, даже малой длительности (0,1–0,3 с), приводят к отключениям активных выпрямителей и, как следствие, к нарушению непрерывного технологического процесса и длительному простою оборудования [5, 6].

Таким образом, в современных условиях интенсификации производства и жесткой экономии энергетических ресурсов разработка и адаптация ЭТК с минимальным воздействием на питающую сеть и повышенным ресурсом надежности является весьма актуальной задачей.

На сегодняшний день для решения поставленных задач наибольшее распространение получили статические компенсаторы реактивной мощности типов СТК и СТАТКОМ, работающие по принципу косвенного регулирования.

Статический тиристорныйкомпенсатор СТК

Статический тиристорный компенсатор СТК (TCR – Thyristor Controlled Reactor) состоит из двух основных элементов: тиристорно-реакторной группы ТРГ и фильтрокомпенсирующих цепей ФКЦ (рис. 1). В ТРГ реакторы соединены последовательно с тиристорными ключами и объединены в треугольник. Подобная схема за счет пофаз-ного регулирования реактивной мощности осуществляет симметрирование и стабилизацию напряжения в точке подключения.

Рис. 1. Схема включения СТК

Фильтрокомпенсирующие цепи помимо прямой компенсации реактивной мощности выполняют функцию фильтров высших гармоник. Каждая ФКЦ представляет собой последовательно включенные конденсатор и индуктивность, настроенные на резонанс напряжений выделенной гармоники. Набор ФКЦ зависит от типа нагрузки, например для тиристорных прокатных станов это 5, 7 и 11-я гармоники, а для ДСП – 2, 3, 4, 5, 6, 7 и т. д.

В ТРГ имеется система управления (СУ), которая задает момент включения тиристора (угол α) по отношению к моменту перехода напряжения u через нуль. В такой схеме тиристоры находятся в открытом состоянии не более одного полупериода промышленной частоты.

Тиристор полностью открыт при α = 90°, в этом случае через реактор протекает такой же ток i Rα 1 , как если бы тиристор был закорочен (рис. 2). Основная гармоника тока ТРГ отстает от напряжения на 90°. При углах управления в диапазоне 90° < α ≤ 180° тиристор открыт не полностью; при этом ток реактора i R α2 изменяется по величине и по фазе.

С увеличением угла управления первая гармоника тока снижается, что эквивалентно увеличению индуктивности реактора.

Другими словами, регулирование тока в тиристоре приводит к изменению индуктивной проводимости и реактивной мощности.

Углы управления в диапазоне 0° ≤ α < 90° недопустимы из-за опасности нарушения управления и появления постоянной составляющей тока.

Реактор с тиристорным управлением является источником высших гармоник тока. Шестипульс-ная ТРГ, соединенная в «треугольник», в трехфазной симметричной системе генерирует гармоники прямой и обратной последовательностей порядка (6 n ± 1). Суммарные потери компенсатора определяются потерями в реакторе и конденсаторах и находятся в пределах 0,5–0,7 % номинальной мощности.

Эксплуатация СТК в промышленных условиях позволяет выделить следующие основные достоинства и недостатки данной схемы.

Достоинства:

• а)    простота конструкции, использование полу-управляемых тиристоров;

  

  Рис. 2. Изменение тока основной гармоники ТРГ в зависимости от угла α

  
  

• б)    динамическое регулирование реактивной мощности;

• в)    возможность прямого включения на высокое напряжение;

• г)    симметрирование нагрузки и стабилизация напряжения в точке подключения резкопеременной нагрузки.

Недостатки:

• а)    относительно невысокое быстродействие;

• б)    генерация высших гармоник, обусловленных работой ТРГ;

• в)    двойная установленная мощность реактивных элементов;

• г)    большие масса и габариты.

Статический компенсатор реактивной мощности СТАТКОМ

Статический компенсатор реактивной мощности представляет собой быстродействующий автономный инвертор напряжения (АИН) с накопительным конденсатором в звене постоянного тока, присоединенном через трехфазный реактор к сети переменного тока. Преобразователь напряжения выполнен на базе IGBT-транзисторов или запираемых IGCT-тиристоров. В зависимости от последовательного или параллельного присоединения связующего трансформатора СвТ получают два принципиально разных устройства – продольный статический синхронный компенсатор (SSSC – Static Synchronous Series Compensator) (рис. 3, а) или статический синхронный компенсатор СТАТ-КОМ (STATCOM) (рис. 3, б).

Первый вариант в основном используется в качестве системы динамического восстановления напряжения ДВР (DVR – Dynamic Voltage Resorter) или контроля уровня напряжения в точке подключения, в то время как последний – для поддержки напряжения и компенсации реактивной мощности. В качестве альтернативы два компенсатора могут быть объединены в единый регулятор потока мощности (UPFC – Unified Power Flow Controller), чтобы обеспечить и последовательную и параллельную компенсации реактивной мощности [7].

СТАТКОМ относится к компенсаторам поперечного типа и включается параллельно нагрузке, реактивную мощность которой необходимо скомпенсировать. Такой компенсатор способен генерировать реактивную мощность емкостного или индуктивного характера. Это возможно благодаря использованию в силовой схеме преобразователя полностью управляемых полупроводниковых ключей, способных реализовать векторное управление потребляемым током. Данный ток может иметь как индуктивный (отстающий), так и емкостный (опережающий) характер. Таким образом, СТАТКОМ в отличие от традиционного СТК в составе ТРГ и ФКЦ обладает меньшей установленной мощностью, так как является одновременно как источником, так и потребителем реактивной мощности [1].

Принцип работы СТАТКОМа заключается в следующем (без учета магнитных потерь и потерь в АИН). При напряжении сети U ₁ большем, чем напряжение СТАТКОМа U ₂ (рис. 4, а), ток на вхо-

а)

б)

Рис. 3. Схемы подключения статических компенсаторов реактивной мощности: а – SSSC; б – СТАТКОМ

а)

б)

Рис. 4. Векторные диаграммы работы СТАТКОМа

де АИН I ₂ отстает по фазе от напряжения U ₁, поэтому инвертор потребляет реактивную мощность. При U 1 <  U 2 (рис. 4, б) ток I 2 опережает напряжение U 1 , поэтому АИН отдает реактивную мощность в сеть [7].

Перевод АИН из режима потребления в режим генерирования реактивной мощности осуществляется изменением напряжения U 2 способом, основанным на принципе широтно-импульсной модуляции (ШИМ). Напряжение на конденсаторе при данном способе управления является постоянной величиной. На практике СТАТКОМ имеет внутренние потери в автономном инверторе, реакторе и емкости. Поэтому передача реактивной мощности приводит к разряду накопительного конденсатора. Для поддержания напряжения конденсатора на заданном уровне необходимо скомпенсировать внутренние потери за счет ШИМ.

Наиболее распространенной схемой силовой части АИН является трехфазная мостовая схема (рис. 5, а), состоящая из шести управляемых ключей VT1–VT6. Они обеспечивают протекание тока в прямом направлении, обратная проводимость обеспечивается встречно-параллельно включенными диодами. Между зажимами питающей сети и входами инвертора включены буферные реакторы, активное сопротивление Rр и индуктив- ность Lр которых наряду с емкостью Cdc в звене постоянного тока определяют генерирующие свойства СТАТКОМа [7]. Схему соединения электрической сети и компенсатора в данном случае можно условно обозначить как «Y-Y» (рис. 5, б).

Основной недостаток стандартной схемы с двухуровневым инвертором – это неудовлетворительный гармонический состав при формировании выходного трехфазного напряжения со звена постоянного тока. В такой схеме отсутствуют только четные гармоники и гармоники, кратные трем: 3, 9, 15-я и т. д. Это обусловлено принятым алгоритмом переключения силовых ключей преобразователя, каждый ключ половину периода находится в открытом состоянии, а вторую половину периода – в закрытом. Таким образом, на выходах ключей преобразователя способно сформироваться только два значения напряжения + u dc или – u dc .

На практике в СТАТКОМах применяют различные топологии преобразователей на базе трехуровневых схем, что позволяет существенно улучшить форму выходного напряжения.

В трехуровневом инверторе в каждой фазе включены 4 транзистора (рис. 6). Напряжение между положительной шиной DC + и отрицательной шиной DC – поделено поровну с помощью двух последовательно соединенных конденсаторов С 1

а)

б)

Рис. 5. Принципиальная схема (а) и схема замещения (б) СТАТКОМа

и С 2 [8]. Средняя точка между ними N – это нулевой потенциал, относительно которого на шине DC + приложено напряжение + U dc /2, а на шине DC – напряжение – U dc /2. Чтобы получить на выходе напряжение + U dc /2, закрывают транзистор Т 3 и открывают Т 1.

Рис. 6. Фазный модуль трехуровневого преобразователя

Для получения напряжения – U dc /2 необходимо закрыть транзистор Т 2 и открыть Т 4. Таким образом, данная схема, в отличие от двухуровневой, позволяет получить уже три выходных напряжения: – U dc /2, 0 и + U dc /2.

Для повышения качества работы трехуровневого инвертора используют специальные методы модуляции выходного напряжения. Введение двух дополнительных переключений в течение полупе- риода обеспечивает сведение амплитуд двух выделенных гармоник к 0. Увеличивая число переключений с заранее подобранными углами включения α, можно полностью избавиться от целого ряда гармоник (рис. 7). Подобный метод получил название широтно-импульсной модуляции с удалением выделенных гармоник (Selective Harmonic Elimination – SHE PWM) [7].

СТАТКОМ со стандартным трехуровневым инвертором характеризуют следующие основные достоинства и недостатки.

Достоинства:

• а)    бóльшее относительно ТРГ б ы стродействие за счет использования запираемых транзисторов;

• б)    динамическое регулирование реактивной мощности;

• в)    установленная мощность реакт и вных элементов в 2 раза меньше, чем в СТК;

• г)    достижение удовлетворительно г о гармонического состава даже при низкой частоте переключений;

• д)    поддержание неиз м енного напряжения в точке подключения резкопеременной симметричной нагрузки.

Недостатки:

• а)    сложность работы в несиммет р ичных режимах;

• б)    малая единичная мощность инвертора;

• в)    наличие промежу т очного по н ижающего трансформатора;

• г)    более сложная схема, чем у ТРГ , за счет наличия АИН.

  

  Рис. 7. Спектр линейного выходного напряжения при изменении числа переключений за четверть периода: а – 1 переключение, б – 3 переключения, в –5 переключений, г –7 переключений

  
  

Анализ силовых схеммощных СТАТКОМов

Для реализации преобразователя для мощных СТАТКОМов с использованием стандартных элементов и оптимизации выходного напряжения предлагаются различные схемы, одна из которых включает в себя четыре трехуровневых трехфаз- ных инвертора, имеющих общую шину постоянного тока (рис. 8). Такое схемное решение предполагается использовать в СТАТКОМах мощностью порядка ± 50 Мвар [9].

Двенадцать выходных полюсов А 1 … А 4 , В 1 … В 4 , С 1 … С 4 объединены в параллельные пары с помощью 6-межфазных трансформаторов IPT (Inter-

Рис. 8. Топология преобразователя для СТАТКОМа большой мощности

phase transformer). В результате образуется два набора выходов трех фаз: A 5 , B 5 , C 5 и A 6 , B 6 , C 6 . Межфазный трансформатор обеспечивает равное распределение токов и поддерживает отсутствие разницы напряжений между двумя входами, что позволяет использовать методы по удалению или ограничению гармоник.

Рассмотрим параллельное соединение полюсов инвертора на примере эквивалентной схемы с входными клеммами А 1 , А 2 и выходной клеммой А 5 (рис. 9). В такой схеме входные токи i ₁ и i ₂ будут складываться из дифференциального тока намагничивания i m и синфазного тока, равного половине выходного тока i ₀/2:

k^ + w, (1)

k="im. (2)

Межфазный трансформатор IPT (Interphase Transformer) – это фактически уравнительный реактор с двумя обмотками, включенными последовательно согласно с выводом средней точки. Таким образом, в сердечнике остается поток, созданный разницей напряжения между этими двумя обмотками. Другими словами, IPT представляет собой индуктивность, ограничивающую протекание тока в короткозамкнутом контуре при различных углах срабатывания параллельно соединенных фаз. Эта общая индуктивность примерно в четыре раза больше самоиндукции L каждой из двух обмоток IPT .

Это подтверждается уравнением (3), в котором рассчитывается напряжение на двух входах IPT на основе эквивалентной схемы на рис. 9.

^ А1А2 = [2L lk + 4M] y_t i m ~4M y_t i m , (3) где M и L LK – взаимоиндуктивность и индуктивность рассеивания каждой катушки, которые определяются как

Llk = (1 - k)L, (4)

M = k^L^L = kL, (5) где L – индуктивность каждой катушки и k – коэффициент магнитной связи, как правило, имеющий значение, близкое к 1.

Отсюда следует, что при малом токе намагни- чивания входные токи i1 и i2 делятся поровну, а вы- ходное напряжение IPT получается как среднее напряжений двух входов

^М Л5С

“ Л1С ^“ Л2С

.

Поскольку выходные сигналы двух преобразователей позволяют взять любой из трех возможных уровней напряжения (–E/2, 0, E/2), выходное напряжение, рассчитывается как мгновенное среднее двух входов, имеющее уже пять различных доступных уровней напряжения (–E/2, –E/4, 0, E/4, E/2). Это можно использовать в широком диапазоне различных стратегий модуляции.

Основные формы выходного сигнала формируются от комбинации двух сигналов u A 1 G и u A 2 G , которые имеют такую же форму, но сдвинуты по фазе на угол γ (рис.10). Результирующий выходной сигнал u A 5 G имеет содержание гармоник, рассчитываемое по формуле

(иЛ5с)п ~ (uaig)h cos (^у), (7) где n – положительное целое число, обозначающее порядок гармоники.

Из этого следует, что за счет регулирования угла сдвига фаз γ можно почти полностью исключить амплитуды определенных гармоник, при этом оказывая незначительное влияние на величину первой гармоники. Например, если выбрать значение γ, равным 7,5°, гармоники, соседние с 24 (23 и 25), почти полностью исключены, а амплитуда выходного напряжения составляет 0,9978 максимально возможного значения, полученного при совпадении по фазе u A 1 G и u A 2 G .

Полученные на выходах IPT два набора фаз соединяются последовательно c выводами промежуточного трансформатора IMT (intermediate transformer) по схеме Ш/Δ (рис. 8). При таком соединении обмоток с коэффициентом трансформации √3, в силу наличия баланса МДС обеспечивается рав-

Рис. 10. Формирование выходного напряжения IPT двумя трехуровневыми сигналами

Рис. 9. Параллельное соединение двух полюсов инвертора с использованием IPT

ное распределение тока. В связи с этим, токи iA5 и iA6 имеют одинаковую форму, но со сдвигом в 30° с отставанием или опережением, в зависимости от подключения трансформатора. Например, при соединении IMT по схеме, представленной на рис. 8, ток iA6 отстает от iA5 на 30°. Это обеспечивает хорошее токораспределение между преобразователями без необходимости дальнейших управляющих действий.

Кроме того, при фазовом сдвиге 30° на выходах преобразователя, соответствующем фазовому сдвигу на трансформаторе, общее выходное напряжение будет удваиваться на каждом инверторе. То есть, инверторы можно рассматривать как два последовательно включенных источника напряжения, которые в силу гальванической изоляции, предоставленной трансформатором, позволяют эффективно использовать общую шину постоянного тока. В связи с этим, полная мощность промежуточного IMT трансформатора может составлять приблизительно 50 % от общей пропускаемой мощности.

На рис. 10 видно, что выходное напряжение фазы А по отношению к средней точке шины постоянного тока u AG рассчитывается путем сложения выходного напряжения u A 5 G полюса инвертора, подключенного к фазе A , к напряжению u AAG , через разомкнутую звезду обмотки фазы А . Это напряжение соответствует напряжению u A 6 B 6 через обмотки треугольника, связанное коэффициентом трансформации √3. Расчет u AG приведен в формуле (8). Исходя из этого, выходное напряжение фазы А по отношению к нейтральной точке выхода u_AN получается путем вычитания напряжения нулевой последовательности u_NG . Эти величины рассчитываются по формулам (9) и (10)

U ag — U asg + (^-^

UAN = uAg - uNG ;

_ ^ag +^ bg +^ cg _ ^uA1G^+uB1g + ^uC1G

uNG — 3 — 3

Преобразовывая вышеуказанные уравнения, получим выражения для расчета гармоник выходного напряжения u AN

(uAN)n — (uA5G)n •(Kl)n Для n ^ 3k

(u an ) „ — 0 для n — 3k, (11) где (uA 5 G)_n – коэффициент, рассчитанный в (7), k - это положительное целое число, а (K _l ) _n определяется по следующей формуле

(Kl)n — [1 + -i,sln(in)sln(in)]. (12)

Из формул (11) и (12) следует, что если напряжение u_{A 5 G} свободно от четных гармоник, то в выходном сигнале u_AN могут присутствовать только (12 k ± 1) гармоники. Кроме того, коэффициент основной гармоники (K_l)_l имеет значение 2, следовательно, за счет последовательного соединения трансформатора общее выходное напряжение будет удваиваться. Соответствующие напряжения и токи в фазах В и С будут такими же, как и в фазе А , но сдвинутыми на 120 и 240° по фазе соответственно.

Таким образом, в связи с образованием фазового сдвига 30°, необходимость в использовании 12-пульсного преобразователя появляется только при наличии (12 n ± 1) гармоник в выходном напряжении. Данные гармоники могут быть удалены или подавлены за счет использования различных стратегий модуляции. Рассмотрим одну из них.

Амплитудно-импульсная модуляция напряжения СТАТКОМа

В предлагаемом способе модуляции каждый из полюсов преобразователя производит сигнал напряжения с самой низкой частотой коммутации, которую может реализовать трехуровневый инвертор. Таким образом, инвертор работает со средней частотой 100 Гц в течение периода. Напряжение на выходе равно нулю только в течение некоторого малого угла θ, как показано на рис. 11. При этом содержание гармоник в этом сигнале можно вычислить по формуле

(uAlG)n — ^Sin2 (^) coS (у). (13)

При правильном выборе угла θ некоторые из гармоник могут быть значительно ослаблены. Например, если принять угол θ равным 15°, то 11, 13, 35 и 37-е гармоники будут ослаблены до величины 0,1305, в то время как основная гармоника будет составлять 0,9915 от своего начального значения. Кроме того, фазовый сдвиг напряжений u A 1 G и u A 2 G , подключенных к входам IPT, на угол γ = 7,5° (рис. 11) ослабит 23-е и 25-е гармоники до значения 0,065, с уменьшением первой гармоники до 0,9978. Следовательно, путем сложения значений на полюсах выходного напряжения, сочетанием IPT и 12-пульсного трансформатора, первыми наиболее значимыми гармониками, наблюдающимися на выходе u AN , будут 47-е и 49-е. Так как некоторые из гармоник ослабляются, а не удаляются полностью, выходное напряжение имеет форму квази-48-пульсного сигнала (см. рис. 11). Однако на практике содержание гармоник в нем очень близко к чистому 48-импульсному сигналу.

Принцип формирования сигнала выходного напряжения показан на графиках, представленных на рис. 11.

Первый график показывает напряжение u_{A 1 G} , полученное при угле θ = 15°. Второй график описывает напряжение u A 2 G , сдвинутое по фазе на угол γ = 7,5°, третий график – выходное напряжение u A 5 G из IPT 1 , полученное как усреднение мгновенных сигналов двух предыдущих напряжений в соответствии с формулой (6). Как указывалось ранее, содержание 11, 13, 35 и 37-й гармоник в u A 5 G незначительно, а также отсутствуют четные гармоники. Четвертый график показывает напряжение u A 6 G , которое имеет ту же форму, что и u A 5 G , но отстает на 30°.

Пятый график представляет собой напряжение обратной последовательности u NG , полученное в соответствии с формулой (10). Шестой график

n

Рис. 12. Содержание гармоник в выходном сигнале изображает напряжение uA5N, полученное путем вычитания напряжения uNG из uA5G. Седьмой график – это напряжение через разомкнутую звезду обмотки фазы А uAA5, полученное как произведение коэффициента трансформации 1/√3 и разности напряжений uA6G и uB6G, фазовый сдвиг между которыми составляет 120°.

И, наконец, в нижнем графике показано выходное напряжение преобразователя uAN, которое является результатом добавления сигнала напряжения uAA5 к uA5N. Полученный в результате 48- пульсной модуляции сигнал имеет форму, близкую к синусоиде; здесь наиболее значимые гармоники – 47-е и 49-е.

Форму выходного сигнала преобразователя с использованием предлагаемой модуляции можно оценить по диаграмме на рис. 12, полученной в ходе эксперимента на испытательной установке [9]. Здесь представлено среднее значение содержания гармоник в трех выходных напряжениях u AN , u BN , u CN , выраженное в процентах от первой гармоники.

Рис. 13. Схема преобразователя с дополнительным трансформатором

Несмотря на возможность достижения высокого значения мощности и получения практически синусоидального выходного напряжения, авторы выделяют в данной топологии преобразователя существенный недостаток. При возникновении короткого замыкания на одной из обмоток IMT (рис. 8) к другой обмотке, а следовательно, и к выводам преобразователя, будет приложено удвоенное напряжение. Это приведет к выходу из строя транзисторов и к нарушению последующей работы преобразователя.

Для решения данной проблемы необходимо создать запас по намагничиванию трансформатора, т. е. ограничить его насыщение. В качестве подобного ограничения предлагается введение дополнительного трансформатора в схему IMT -преобразователя (рис. 13). Первичные обмотки двух трансформаторов соединены между собой последовательно и образуют с вторичными обмотками схемы Ш/ Y и Y /Д [10]. Таким образом, при возникновении короткого замыкания в схеме перенапряжения на транзисторах ограничены.

Заключение

Предложенные топология преобразователя и метод модуляции для СТАТКОМов большой мощности позволяют существенно улучшить их основные характеристики. В частности, к перечисленным в данной работе достоинствам можно также отнести возможность работы инвертором большой мощности и реализация практически синусоидального напряжения на выходе устройства. Однако существенным недостатком подобных схемных решений является недостаточная устойчивость СТАТКОМов к несимметричным режимам, причиной которых являются однофазные провалы напряжения. Решение этой проблемы будет описано в будущем.