Обоснование требований к цифровым синтезаторам сигналов для различных типов РЛС
Автор: Викторов Д.С., Пластинина Е.В., Самоволина Е.В.
Журнал: Журнал Сибирского федерального университета. Серия: Техника и технологии @technologies-sfu
Статья в выпуске: 7 т.13, 2020 года.
Бесплатный доступ
Обоснованы требования к уровню искажений радиолокационных станций с импульсным и квазинепрерывным излучениями, построенных на основе цифровых синтезаторов сигналов четырех типов: цифровых синтезаторов отсчетов напряжения и цифровых синтезаторов отсчетов фазы с равномерной дискретизацией, цифровых синтезаторов отсчетовнапряженияицифровыхсинтезаторовотсчетовфазыснеравномернойдискретизацией. При построении задающего устройства РЛС возникает вопрос о выборе типа цифрового синтезатора сигналов. Основными исходными критериями при этом являются максимальный рабочий диапазон цифрового синтезатора и уровень внутриполосных искажений. При выборе типа цифрового синтезатора сигналов необходимо учитывать большое количество факторов, основные из которых сложность исполнения формирователя цифровых отсчетов, возможность реализации формирователя цифровых отсчетов с требуемым быстродействием и количеством разрядов [1, 2]. При предъявлении требований к суммарному уровню искажений используют критерий допустимого снижения вероятности правильного обнаружения по сравнению с ее потенциальным значением при фиксированной вероятности ложной тревоги. Исходя из данного критерия в импульсных РЛС максимальное относительное среднеквадратическое значение искажений взаимокорреляционной функции сигнала с угловой модуляцией, формируемого цифровым синтезатором, не должно превышать Dδx ≤ -(51...67) дБ. В РЛС с квазинепрерывным излучением максимальное относительное среднеквадратическое значение искажений автокорреляционной функции сигнала с угловой модуляцией не должно превышать Dδ ≤ -(80...120) дБ. Количество разрядов квантования фазы, напряжения и компенсации временной задержки в цифровых синтезаторах сигналов зависит не только от максимального относительного среднеквадратического значения искажений взаимокорреляционной функции, но и от количества отсчетов сигнала с угловой модуляцией. Поэтому первоначально необходимо выбрать эталонную частоту цифрового синтезатора сигналов, задаваясь видом модуляции и эффективной шириной спектра сигнала с угловой модуляцией исходя из ТТХ РЛС.
Цифровые синтезаторы сигналов, квантование фазы и напряжения, частота дискретизации
Короткий адрес: https://sciup.org/146281609
IDR: 146281609 | DOI: 10.17516/1999-494X-0268
Текст научной статьи Обоснование требований к цифровым синтезаторам сигналов для различных типов РЛС
Цитирование: Викторов, Д.С. Обоснование требований к цифровым синтезаторам сигналов для различных типов РЛС / Д.С. Викторов, Е.В. Пластинина, Е.В. Самоволина // Журн. Сиб. федер. ун-та. Техника и технологии, 2020. 13(7). С. 818–828. DOI: 10.17516/1999-494X-0268
В [3–10] показано, что квантование фазы и напряжения, дискретизация и интерполяция сигналов в цифровых синтезаторах приводят к появлению модуляционных и внутриполосных искажений спектров формируемых сигналов с угловой модуляцией (УМ) и, следовательно, их корреляционных функций (уменьшения амплитуды, временного смещения и расширения основного лепестка, росту боковых лепестков сжатого импульса). В конечном счете это приводит к снижению потенциальных тактико-технических характеристик (ТТХ) РЛС и является основным фактором, ограничивающим использование в них цифровых синтезаторов сигналов (ЦСС).
Поэтому разработка требований, предъявляемых к ЦСС, для различных типов РЛС является актуальной задачей.
Требования к уровню искажений в РЛС с импульсным и квазинепрерывным излучениями
В РЛС с корреляционно-фильтровым методом обработки радиолокационных сигналов с УМ можно выделить четыре основных источника искажений ( I = 4): ЦСС сигналов с УМ, усилитель мощности передающего канала, усилительный тракт приемного канала и гетеродин [11, 12]. Указанные устройства имеют независимое конструктивное исполнение, поэтому обусловленные ими искажения в первом приближении можно считать некоррелированными, а их вклады в суммарные искажения сигналов на выходе схем обработки примерно одинаковыми. Тогда суммарная спектральная плотность мощности шумов, приведенных к входу приемного устройства, от I некоррелированных источников искажений равна
I

i = 1
где Ni – спектральная плотность мощности i -го источника шума.
В этом случае допустимая спектральная плотность мощности искажений в ЦСС с УМ не должна превышать N Ц С< N1I.
Искажения, возникающие при формировании сигналов с УМ в цифровых синтезаторах, в свою очередь, можно разделить на регулярные и случайные. Регулярные искажения возникают при квантовании и дискретизации формируемого в цифровом синтезаторе сигнала. Эти искажения для каждого вида формируемого сигнала с УМ повторяются от импульса к импульсу. Случайные искажения обусловлены мультипликативным (модуляционным) и аддитивным воздействиями шумов и нестабильностей источников эталонов, источников питания, электронных приборов и т.д. [13, 14]. В первом приближении можно считать, что спектральная плотность мощности регулярных N Р и случайных N С искажений имеет равномерный уровень в полосе рабочего диапазона ЦСС и равна между собой. Тогда,
N цс < N р + N с = 2 N р .
С учетом сказанного выше, допустимая спектральная плотность мощности регулярных искажений в ЦСС с УМ не должна превышать
N р < N /(2 I) . (1)
На практике при предъявлении требований к суммарному уровню указанных искажений исходят из допустимого ухудшения основных ТТХ РЛС. Для большинства классов РЛС одним из важнейших исходных критериев является допустимое снижение вероятности правильного обнаружения по сравнению с ее потенциальным значением A P D = P D - P D ' при фиксированной вероятности ложной тревоги P F [15].
Для обоснования требований к допустимому уровню искажений сигналов с УМ, формируемых ЦСС, применительно к импульсным РЛС рассмотрим случай обнаружения сигнала X [ ( t ), отраженного от малоразмерной цели 1, на фоне шумов n ( t ) и искажений 5 X 2( t ) сигнала X 2( t ), от- – 820 –

Рис. 1
Fig. 1
раженного от близко расположенной к цели 1 крупноразмерной цели 2 (рис. 1). При отсутствии цели 2 (рис. 1а) параметр обнаружения цели 1 определяется значением

где: Е 1 — энергия сигнала, отраженного от цели 1; N 0 — спектральная плотность мощности шума n (t ).
При наличии цели 2 (рис. 1б) параметр обнаружения цели 1 на фоне шумов n(t ) и искажений 5 X 2 ( ) определяется значением

где N — спектральная плотность мощности суммарных искажений в X 2( t ) сигнала X2(1 ).
Тогда спектральную плотность мощности можно определить в виде
Ai = 2
2 2
<71 - 2 п
2 ^ Et. qtqi
Разделив левую и правую части равенства на значение Е2 и учитывая, что отношение Е 1 /Е2 пропорционально отношению эффективных площадей рассеяния этих целей S 1 /S 2, получим
N = <71 ~ 2 ^1 NNp 1 Qi — Qz ^1 ^2 qlql s2или е2 - I 52-
В свою очередь, отношение N Р /E 2 пропорционально максимальному относительному сред-
СТД% сигна лов с УМ, формируемых в ЦСC. Поэтому требование к допустимому значению можно определить в виде:
1 Qi - d -^1
I q^q^ S2
Задаваясь допустимым уменьшением A P d = 0.05...0.1 при P d = 0.8...0.9, P F = 10-8, S 1 / S 2 = 0.002 и I = 4, получим Q^ < (0.4...16)x10-6 или D a< -(48...64) дБ (рис. 2).
Основной особенностью РЛС с квазинепрерывным излучением является невозможность получения полной пространственной развязки между приемным и передающим трактами. На их входах приемных устройств таких РЛС постоянно присутствует сигнал помехи от передатчика. При этом спектр шумов мешающего сигнала передатчика после его преобразования создает помеху во всем рабочем диапазоне спектроанализатора приемного устройства.
Рассмотрим случай обнаружения малоразмерной цели, находящейся на максимальной дальности, на фоне помех, вносимых шумами сигнала передатчика. Допустимый уровень данной помехи также определим из условия допустимого снижения вероятности правильного обнаружения.
Используя уравнение радиолокации, запишем
" ^ti (4тгт?2)2 '
где: Е И - энергия сигнала за один период зондирования; G (в, е) - коэффициент усиления передающей антенны; А(β, ε) – эффективная площадь приемной антенны; β, ε – координаты цели по углу места и азимуту; S – эффективная площадь рассеивания цели; R Ц – расстояние до цели.
На вход приемного устройства попадает лишь часть энергии шумов зондирующего сигнала ЕП = ЕИКР, где КР – коэффициент развязки между передающим и приемным трактами РЛС. Разделив обе части неравенства на ЕП, получим отношение N Р/ЕП, определяющее допустимый уровень искажений в ЦСС с УМ. Так как в РЛС с квазинепрерывным излучением используется корреляционный метод обработки сигналов с УМ, то отношение N Р/ЕП пропорционально максимальному относительному среднеквадратическому значению искажений ВКФ сигнала с УМ

Рис. 2
Fig. 2

Задаваясь значениями ∆ P D = 0.05...0.1, P D = 0.8...0.9, P F = 10-8, I = 4, G (β, ε) = (3...5)×104, A (β, ε) = (2...4)×104 м2, S = (0.8..2) м2, К Р = -(80...120) дБ, R Ц = (250...400) км, получим СУ = 10-12...10-8 или D σ ≤ -(80...120) дБ (рис. 2).
Таким образом, в импульсных РЛС максимальное относительное среднеквадратическое значение искажений ВКФ сигнала с УМ, формируемого ЦС, не должно превышать D σ ≤ -(51...67) дБ (рис. 2). В РЛС с квазинепрерывным излучением максимальное относительное среднеквадратическое значение искажений автокорреляционной функции (АКФ) сигнала с УМ, формируемого ЦСС, не должно превышать D σ ≤ -(80...120) дБ (рис. 2).
Рекомендации по выбору количества разрядов квантования фазы, напряжения и частоты дискретизации в ЦСС
В зависимости от вида ЦСС количество источников детерминированных искажений Кии различно. При формировании сигнала с УМ в цифровых синтезаторах отсчетов фазы (ЦСОФ) и цифровых синтезаторах отсчетов напряжения (ЦСОН) с (неравномерной дискретизацией) НД осуществляется квантование фазы и его дискретизация. В ЦСОН с равномерной дискретизацией (РД) табличного типа осуществляется квантование амплитуды и дискретизация формируемого сигнала с УМ. Поэтому количество источников детерминированных искажений в этих синтезаторах равно Кии = 2. В ЦСОН с РД комбинированного типа при формировании сигнала с УМ осуществляется квантование фазы и амплитуды, а также его дискретизация, поэтому Кии = 3. При разработке ЦСС целесообразно, чтобы среднеквадратическая величина каждого источника детерминированных искажений (У- , где I = 1, 2, … Кии, была бы одинаковой. С учетом сказанного выше, используя выражение, определяющее максимальное относительное значение среднеквадратических искажений ВКФ сигналов с УМ, формируемых ЦСС с РД (R – количество отсчетов формируемого сигнала с УМ), для i-го источника детерминированных искажений можно записать
В ЦСС ширину рабочего диапазона частот, как правило, выбирают равным четверти тактовой частоты. С учетом выше сказанного относительный среднеквадратический уровень искажений, вносимых каждым источником для импульсных РЛС, составляет (У- = 4 ∙ 10–7 … 1,6 ∙ 10–5 при K ии = 2, и (У- = 2,6 ∙ 10–7 … 1 ∙ 10–5 при K ии = 3. Для РЛС с квазинепрерывным излучением G- = 2 ∙ 10–12 … 2 ∙ 10–8 при K ии = 2, и G- = 1,6 ∙ 10–12 … 1,6 ∙ 10–3 при K ии = 3.
Количество разрядов квантования фазы для ЦСС с РД можно определить из выражения, где m – количество двоичных разрядов квантования фазы

Количество разрядов квантования напряжения для ЦСС с РД можно получить из выражения, где ℓ – количество двоичных разрядов квантования напряжения

Количество разрядов компенсации временной задержки q и квантования фазы m в многоуровневых ЦСС с НД можно найти из выражения, определяющего максимальное среднеква- дратическое значение искажений ВКФ ставляя в него выражение MQ = 2m+q,
^qyR для многоуровневых ЦСС с НД, под-

(9,а)
В двухуровневых ЦСС с НД количество разрядов компенсации временной задержки q находим из выражения, определяющего максимальное среднеквадратическое значение искаже- ний
2P/R
, в виде

(9,б)
Выбор тактовой частоты ЦСС с РД в общем случае зависит как от ширины спектра сигнала с УМ, так и от его компактности. Численное значение тактовой частоты гот ЦСС с РД можно получить из выражения, характеризующего максимальное относительное среднеквадратическое значение искажений ВКФ, обусловленных дискретизацией, а также квантованием фазы и напряжения сигналов с УМ в ЦС с РД
и<р,Ъ1
+ ^т(^э)
ШЭ ( △ <^эф/<^э + 1) 1
Дшэф 2Г+1-1 _
Значение тактовой частоты для линейно-частотно модулированных (ЛЧМ) сигналов, формируемых ЦСОН с РД, можно определить из графика на рис. 3.
Как следует из формул (7) … (9, б), количество разрядов квантования фазы, напряжения и компенсации временной задержки в ЦСС зависит не только от максимального относительного среднеквадратического значения искажений ВКФ , но и от количества R отсчетов сигнала с УМ. Поэтому непосредственный выбор их можно производить, задаваясь конкретным видом и параметрами сигнала с УМ.
В табл. 1 приведены расчетные данные количества разрядов квантования фазы m , напряжения ℓ и компенсации временной задержки q при использовании в импульсных РЛС и РЛС с квазинепрерывным излучением ЛЧМ сигнала с девиацией ∆ f = 5 МГц. Расчеты производились из условия, что эталонная частота ЦСС равна f э = 20 МГц, длительность ЛЧМ сигнала для импульсной РЛС Ти = 20 мкс, а полоса пропускания спектроанализатора в РЛС с квазинепре-рывным излучением Δ f СП = 200 Гц.
Таким образом, при предъявлении требований к суммарному уровню искажений целесообразно использовать критерий допустимого снижения вероятности правильного обнаружения по сравнению с ее потенциальным значением при фиксированной вероятности ложной тревоги. Исходя из данного критерия в импульсных РЛС максимальное относительное среднеквадратическое значение искажений ВКФ сигнала с УМ, формируемого ЦСС, не должно превы-

nc=100 |
||||||
а) б)
nc=200 |
||||||
8 9 10 7 8 9

Рис. 3
Fig. 3
Таблица 1
Table 1
Количество разрядов квантования фазы, напряжения и компенсации временной задержки в ЦСС зависит не только от максимального относительного среднеквадратического значения искажений ВКФ, но и от количества отсчетов сигнала с УМ. Поэтому первоначально необходимо выбрать эталонную частоту ЦСС, задаваясь видом модуляции и эффективной шириной спектра сигнала с УМ, исходя из ТТХ РЛС.
Список литературы Обоснование требований к цифровым синтезаторам сигналов для различных типов РЛС
- Кочемасов В., Скок Д., Черкашин А. Цифровые вычислительные синтезаторы - современные решения. Электроника: НТБ, 2014, 2, 150-160.
- Кочемасов В., Скок Д., Черкашин А. Цифровые вычислительные синтезаторы - современные решения. Ч. 2. Электроника: НТБ, 2014, 4, 152-156.
- Викторов Д.С., Пластинина Е.В., Гарин Е.Н., Лютиков И.В. Метод компенсации искажений сигналов с угловой модуляцией в цифровых синтезаторах сигналов. Успехи современной радиоэлектроники. М.: Радиотехника, 2017, 12, 86-89.
- Викторов Д.С., Пластинина Е.В. Коррекция нелинейных искажений в цифровых формирователях сигналов. Журнал Сибирского федерального университета. Техника и технологии, 2018, 13(3), 336-346.
- Викторов Д.С., Пластинина Е.В. Методы уменьшения неравномерности передаточной характеристики формирователя аналоговых отсчетов цифровых синтезаторов сигналов с равномерной дискретизацией. Журнал Сибирского федерального университета. Техника и технологии, 2019, 12(6), 630-640.
- Викторов Д.С., Пластинина Е.В. Методы уменьшения модуляционных искажений в трактах формирования и приемно-передающих трактах РЛС. Журнал Сибирского федерального университета. Техника и технологии, 2018, 11(7), 451-461.
- Викторов Д.С., Пластинина Е.В. Методика определения относительной среднеквадратической оценки искажения спектра сигнала с угловой модуляцией в цифровых синтезаторах с равномерной дискретизацией. Журнал Сибирского федерального университета. Техника и технологии, 2020, 13(3), 259-271.
- Сосулин Ю.Г., Костров В.В., Паршин Ю.Н. Оценочно-корреляционная обработка сигналов и компенсация помех. М.: Радиотехника, 2014. 632 с.
- Курилов И.А., Рудаков А.М., Харчук С.М., Романов Д.Н. Математическое моделирование автокомпенсации фазовых помех на выходе ЦАП прямого цифрового синтезатора частот. Радиотехнические и 144 телекоммуникационные системы, 2013, 2(10), 19-25.
- Васильев Г.С., Курилов И.А., Харчук С.М. Моделирование нелинейного автокомпенсатора фазовых помех ЦАП прямого цифрового синтезатора частот. Радиотехнические и телекоммуникационные системы, 2014, 2, 30-38.
- Гомозов В.И. Требования к параметрам одиночных и составных ЛЧМ сигналов и построение их унифицированных возбудителей для РЛС с когерентными последовательностями импульсов. Военная радиоэлектроника, 1979, 4, 3-18.
- Гомозов В.И. Формирование сложных радиолокационных СВЧ-сигналов с высокой скоростью угловой модуляции. Дисс. д-ра техн.наук. М., 1982. 485 с.
- Макарычев Е.М. Оценка влияния нелинейных искажений цифрового и аналогового тракта DDS на спектры гетеродинных сигналов в области доплеровских отстроек. Радиотехника, 2015, 4, 105-111.
- Васильев Г.С., Суржик Д.И., Курилов И.А., Харчук С.М., Романов Д.Н. Автоматический компенсатор фазовых помех на выходе цифро-аналогового преобразователя синтезатора частот. Патент на полезную модель № 2015130455 от 22.07.2015.
- Зайцев А.Л. Цифровые синтезаторы сигналов с частотной модуляцией и их использование при радиофизических исследованиях планет. Дисс. канд. техн. наук. М.: ИРЭ, 1982. 352 с.