Определение параметров корректирующего устройства для системы четвертого порядка, оптимальной по быстродействию
Автор: Замятин Дмитрий Владимирович, Ловчиков Анатолий Николаевич
Журнал: Сибирский аэрокосмический журнал @vestnik-sibsau
Рубрика: Математика, механика, информатика
Статья в выпуске: 4 (11), 2006 года.
Бесплатный доступ
Показана последовательность действий при формировании корректирующего звена системы на основе методики синтеза систем четвертого порядка, оптимальных по быстродействию. Рассмотрен пример формирования коррекции для импульсного стабилизатора напряжения с двухзвенным фильтром.
Короткий адрес: https://sciup.org/148175271
IDR: 148175271
Текст научной статьи Определение параметров корректирующего устройства для системы четвертого порядка, оптимальной по быстродействию
Синтез систем высокого порядка можно проводить с помощью методики, описанной в [1], где рассмотрен стабилизатор напряжения с двухзвенным фильтром, описываемый дифференциальным уравнением четвертого порядка. Методика синтеза оптимальных по быстродействию систем высокого порядка состоит из трех основных этапов: первый этап - определение описания гиперповерхности переключения; второй этап - аппроксимация поверхности; третий этап - формирование коррекции.
На первом этапе находят описание поверхности переключения 5( e ) в виде набора точек в n-мерном фазовом пространстве координат ошибки и ее производных. Это можно сделать, решив систему дифференциальных уравнений, используя принцип обратного времени. На втором этапе по имеющимся точкам поверхности и заданному выражению для аппроксимации необходимо получить аналитическое выражение поверхности 5( e ). На третьем этапе рассматривают аналитическое выражение 5( e ), определяющее передаточную функцию устройства управления. В данной статье мы остановимся на последнем этапе.
На данном этапе методики [1], базирующейся на методе фазовых траекторий, формируется уравнение гиперповерхности переключения в координатах сигнала ошибки и ее производных в общем виде имеется выражение:
n - 1
X a i e = 0, (1) i = 0
где x. - координаты ошибки; a. - коэффициенты, полученные на втором этапе методики [1], с помощью метода наименьших квадратов.
Применительно к системе четвертого порядка получим следующее выражение:
a 0е0 + a 1 s 1 + a 2s 2 + a 3s3 = 0, (2) где e 0, e 1, e 2, e 3 - координаты ошибки, ее первой, второй и третьей производных; a0, a^ a2, a3 - коэффициенты. Коэффициент a0 удобно принять равным единице и пересчитать остальные коэффициенты.
Уравнение (2) определяет передаточную функцию устройства управления. Такой гиперповерхности переключения соответствует звено коррекции с передаточной функцией:
Wk ( p ) = a 3 • p 3 + a 2 • p 2 + a 1 • p + 1. (3)
Поскольку гиперповерхность переключения задана в координатах сигнала ошибки, то корректирующее устройство исправляет в системе сигнал ошибки (рис. 1).

Рис. 1. Структурная схема стабилизатора с коррекцией: e - сигнал ошибки; 5 - сигнал с корректирующего устройства; U - пилообразный сигнал с генератора пилообразного напряжения; Uk - напряжение на ключ; Свх - управляющее напряжение; Un - напряжение нагрузки; U - опорное напряжение
Передаточная функция звена коррекции (3) заставляет систему работать нужным образом лишь теоретически. Но на практике реализация передаточной функции только третьего порядка в числителе не применяется из-за того, что в реальной системе всегда присутствуют различные сигналы шума.
В большинстве случаев сигнал шума - это сигнал с маленькой амплитудой, но с очень большой частотой. Его можно описать следующим выражением:
U ш = A n sin( w ш t ), (4) где U - сигнал шума, В; Л - амплитуда сигнала шума, В; wш - частота сигнала шума, Гц; t - время, с.
Амплитуда сигнала шума Лш мала: Лш = 10 9 В, в то время как его частота w очень велика: w = 109 В.
Сигнал ошибки е будет складываться из суммы полезного сигнала и сигнала шума:
s = U „ + U ш , (5)
где U - полезный сигнал, В.
Если осуществить в системе реализацию корректирующего устройства с передаточной функцией только третьего порядка в числителе, то сигнал ошибки будет продифференцирован три раза:
s ' = U п ” + 4 п w ш COs( w n t ), (6) где s ' - производная сигнала ошибки; U' - производная полезного сигнала; U Ш - производная сигнала шума.
После нахождения уже первой производной сигнала ошибки амплитуда помех значительно возрастает - примерно до 1 В.
Для второй и третьей производной сигнала ошибки имеем следующие выражения:
S ” = U П + A n w ш w ш sin( w n t ), (7)
s* = U П"+ A n w ш W n w mcos ( W n t X (8)
где s' - вторая производная сигнала ошибки; U П - вторая производная полезного сигнала; U Ш - вторая производная сигнала шума; s" - третья производная сигнала ошибки; U” - третья производная полезного сигнала; U ш - третья производная сигнала шума.
По выражению (8) следует, что в системе в значительной степени увеличилась амплитуда сигнала шума.
Таким образом, при дифференцировании сигнала шума из-за его высокой частоты уровень его сигнала ста новится соизмеримым с полезным сигналом, что в итоге приводит к неработоспособности системы в целом.
Для преодоления этого недостатка необходимо изменить корректирующую передаточную функцию, чтобы исключить дифференцирование на высоких частотах, при этом оставив дифференцирование для частот, которые определяют основной переходной процесс. Поэтому реализуем звено коррекции с передаточной функцией:
W k ( Р ) =
a 3 • p 3 + a 2 • p 2 + а 1 • p + 1 b3 • p 3 + b 2 • p 2 + b 1 • p + 1
Это интегрально-дифференциальное звено третьего порядка в числителе и знаменателе, и как необходимо подобрать коэффициенты ЬЗ, Ь2, Ь1 в знаменателе. Для этого выполним следующие действия:
-
1. Вычислим специальный коэффициент для числителя. Возьмем коэффициент аЗ и извлечем из него кубический корень:
-
2. Выберем специальный коэффициент знаменателя
a 3 T = 3[а 3 , (10)
где аЗ г - специальный коэффициент числителя.
меньше минимум в тридцать раз:
b 3Т = a 3 T ,
T 30...100
где ЬЗ Г - специальный коэффициент знаменателя.
-
З. Пусть знаменатель состоит из трех звеньев первого порядка
( b 3 Tp + 1)( b 3 Tp + 1)( b 3 Tp + 1). (12)
Перемножим скобки и получим полином в знаменателе:
b 3 • p 3 + b 2 • p 2 + b 1 • p + 1. (1З)
Сравнение звеньев с передаточной функцией (З) и (9) в общем виде можно представить графически (рис. 2).

Рис. 2. Логарифмические амплитудно-частотные характеристики звеньев: 1 - с передаточной функцией (З);
2 - с передаточной функцией (З)
Таким образом, нами была сформирована передаточная функция звена коррекции, фильтрующая помехи на высоких частотах и придающая системе оптимальность по быстродействию. Формирование знаменателя в виде полинома, который можно представить из трех последо вательно соединенных звеньев первого порядка, значительно упрощает практическую реализацию корректирующего звена, например, на операционных усилителях.
Покажем, что указанное соотношение специальных коэффициентов числителя и знаменателя верно. Для этого рассмотрим пример, данный в [1], и будем варьировать соотношение коэффициентов.
Передаточная функция объекта управления
W 0У ( p ) = 1,540 " 17 • p 4 + 5,930 '■ • p 3 + 4,503 • 10 - 8 • p2 + 1,135 • 10 - 4 • p + 15,03' (14)
Общий вид звена коррекции в рассматриваемом примере следующий:
2,705 -W14 • p 3 + 2,704 - 10 " 9 • p 2 + 9,00640 • p + 1
W oy ( p ) = J 3 J 2 J 1 • (15)
b 3 • p 3 + b 2 • p 2 + b • p + 1
Выберем разные варианты знаменателя звена коррекции. Известно, что для системы второго порядка, оптимальной по быстродействию, специальные коэффициенты числителя и знаменателя отличаются в 10...20 раз [2]. Поэтому начнем именно с этого соотношения.
Сформируем звенья коррекции для различных соотношений специальных коэффициентов:
а 3 T = W ( ) = 2,705•Ю - 14 • p 3 + 2,704•Ю - 9 • p2 + 9,006 • 10 - 5 • p + 1
-
1) b 3 T~ ’ k p ~3,382 • 10 - 18 • p 3 + 6,759 •Ю - 12 • p2 + 4,503 •Ю - 6 • p + 1;
а 3 T = 2,705•Ю - 14 • p 3 + 2,70440 9 • p 2 + 9,00640 • p + 1
-
2) b 3 T ’ k ( p ) = 1,003 • 10 - 18 • p 3 + 3,006 40 - 12 • p 2 + 3,003•Ю - 6 • p + 1;
а 3 T = W ( ) = 2,705•Ю - 14 • p 3 + 2,70440 9 • p2 + 9,006 40 • p + 1
-
З) b 3 T~ ’ k ( p ) = 1,252 •Ю - 19 • p 3 + 7,509 •Ю - 13 • p 2 + 1,501 • 10 - 6 • p + 1;
-
., а 3 T = 100 W ( ) = 2,705 • 10 - 14 • p3 + 2,70440 - 9 • p 2 + 9,00640 - 5 • p + 1
V b 3 T ’ k( p 2,70540 - 20 • p 3 + 2,70440 - 13 • p 2 + 9,006 • 10 - 7 • p + 1;
-
, а 3 T = 150 W 2,705 • 10 - 14 • p 3 + 2,704 • 10 - 9 • p 2 + 9,006 • 10 - 5 • p + 1
-
5) b 3 T” ’ k ( p ) = 8,012 • 10 - 21 • p 3 + 1,201 • 10 - l3 • p2 + 6,003 • 10 - 7 • p + 1'
Этим вариантам соответствуют графики переходных процессов (рис. 3,4 и 5):
На основе анализа этих графиков сформулируем следующие выводы. Переходной процесс в системе четвертого порядка является оптимальным по быстродействию и имеет малое перерегулирование для третьего и четвертого вариантов (см. рис. 4). Наилучшим из них является третий вариант, который имеет меньшую статическую ошибку. В этом варианте отношение специальных коэф фициентов числителя и знаменателя равно 60. Следует отметить, что при крайних соотношениях специальных коэффициентов из интервала 30...150 параметры переходного процесса ухудшаются. Поэтому рекомендуется выбирать соотношение из интервала 50...70. Время регулирования, достигнутое в этом примере для стабилизатора напряжения с двухзвенным фильтром, равно 160 мкс.

Рис. 3. Первый (а) и второй (б) варианты переходных процессов

б
Рис. 4. Третий (а) и четвертый (б) варианты переходных процессов

Рис. 5. Пятый вариант переходного процесса
Таким образом, предложенная в данной статье последовательность действий для формирования корректирующего звена системы четвертого порядка позволяет получить гарантированный результат при высоких показателях качества переходного процесса и простой практической реализации.