Способ формирования OFDM-радиосигнала с постоянной огибающей (CE-OFDM) и одновременной компенсацией регулярных помех синтезатора частот

П рименение в современных стандартах IEEE 802.11a/g, 802.16-2001, DVB и внедряемом четвертом поколении сотовой связи (LTE) технологии OFDM (Orthogonal frequency-division multiplexing – мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов) обеспечивает не только высокую скорость передачи данных в условиях частотно-избирательных затуханий, вызванных многолучевым характером распространения, но и защиту от флуктуационных и сосредоточенных по спектру узкополосных помех, создаваемых соседними работающими радиосредствами.

Формирование и обработка радиосигналов OFDM реализуется цифровыми методами, при этом весь доступный частотный диапазон разбивается на множество поднесущих, которые модулируются посредством квадратурной амплитудно-фазовой модуляции [1]: 2-, 4-, 16- и 64-пози-ционной BPSK, QPSK, 16-QAM и 64-QAM соответственно. В общем смысле можно считать, что OFDM-сигнал представляет собой множество медленно модулируемых узкополосных сигналов, который передается одновременно на всех поднесущих частотах с возможностью их (поднесущих) динамического перераспределения в ходе работы.

Однако основными недостатками систем с OFDM является высокое значение пик-фактора (отношение пиковой мощности к средней) [2 – 5], вызывающее нелинейные искажения усилителей мощности передатчиков, работающих в режимах с отсечкой тока, и внеполосные излучения радиопередатчиком остатка второй боковой полосы [7]. Причина возникновения пик-фактора, как было показано в [6], состоит в том, что в результате суммирования N -го количества поднесущих частот со случайными значениями амплитуд и фаз, формируется сигнал с большими амплитудными выбросами по сравнению со среднеквадратичным уровнем сигнала. При этом реализация линейного усилителя мощности с высоким значением пик-фактора оказывается весьма

Рис. 1. Структурная схема CE-OFDM-модулятора, использующая включение КФМ на базе ВМ и ФПМН после OFDM-модулятора

затруднительной. Внеполосные излучения остатка второй боковой полосы обусловлены асимметрией квадратурных каналов высокочастотных векторных модуляторов [8] и относительно большим количеством вычислений по процедуре обратного дискретного преобразования Фурье.

Одним из эффективных способов решения указанных проблем является включение после OFDM модулятора дополнительного фазового (ФМ) (или частотного (ЧМ)) модулятора [2 – 6], или, другими словами, реализация сигналов OFDM с постоянной огибающей (Constant Envelope OFDM (CE-OFDM)). Применение сигналов с постоянной огибающей позволяет использовать в передатчиках нелинейные усилители мощности, обладающие высоким КПД (порядка 80%), а сами CE-OFDM сигналы, по сравнению с обычными OFDM сигналами, обладают большей помехоустойчивостью в условиях многолучевости, спектральная эффективность которых повышается с увеличением индекса угловой модуляции [4].

В тоже время применение включения ФМ (ЧМ) после OFDM модулятора может вызывать дополнительные амплитудно-фазовые искажения, проявляющиеся в виде паразитной амплитудной (ПАМ) и фазовой (ПФМ) модуляций выходного радиосигнала, что приводит к ухудшению характеристики вероятности ошибок в системе. Кроме того, в связи с использованием в технологии OFDM многоуровневой цифровой модуляции особое внимание необходимо уделять вопросам, касающимся повышения фазовой стабильности синтезаторов частот (СЧ), формирующих колебания несущих частот передатчиков. Исследования показывают, что полностью разрешить противоре- чие между возникающей в системе импульсно-фазовой автоматической подстройки частоты (ИФАПЧ) уровнем паразитной угловой модуляции (ПУМ) и быстродействием в самом СЧ не представляется возможным. В связи с этим на выходах СЧ и OFDM-модулятора предлагается ввести устройство, позволяющее как снизить уровень ПУМ выходного сигнала СЧ до заданного уровня, так и обеспечить формирование неискаженного CE-OFDM радиосигнала.

На рис. 1 приведена структурная схема CE-OFDM модулятора, использующая включение квадратурного фазового модулятора (КФМ) на базе векторного модулятора (ВМ) и функциональных преобразователей модулирующего напряжения (ФПМН) после OFDM модулятора и выполняющая компенсацию ПУМ выходного сигнала СЧ.

В состав структурной схемы входят следующие функциональные блоки:

СЧ в составе: ОГ – опорный генератор; ГУН – генератор управляемый напряжением; ФНЧ – фильтр нижних частот; ИФД – импульсно-фазовый детектор; ДПКД – делитель частоты с переменным коэффициентом деления; БУЧ – блок управления частотой;

КФМ в составе: БМ1, БМ2 – балансные модуляторы; ФВ π/2 – фазовращатель на π/2 ; С2 – линейный сумматор; КП, СП – косинусный и синусный преобразователи модулирующего напряжения соответственно; ЦАП – цифроаналоговый преобразователь; УА – управляемый аттенюатор; ИНВ – инвертор; С1 – линейный сумматор; С – разделительная емкость; ИНТ – интегратор.

Работа структурной схемы

При наличии ПУМ с составляющими, кратными частоте

сравнения ИФД, на выходе ГУН СЧ формируется сигнал

u7 = U cos

K

W0t + m J ^ Ek cos(Qkt + Ф к ) к =1

где m – индекс ПУМ; Е_к, Ω _к, ϕ_к – амплитуды, частоты и начальные фазы составляющих напряжения ПУМ; k – целые числа.

Одновременно, на выходе фазовращателя на ФВ π/2 фор-

мируется напряжение

u 2 = - U sin

K

Wot + mJ X Ek cos(Qkt + Ф к ) k=1

Выражения (1) и (2) имеют такой вид в связи с тем, что на-

пряжение с постоянной составляющей Е₀ на выходе ФНЧ

СЧ

K иФНч = E о + X Ek cos(Qkk + Фк )                 (3)

к = 1

осуществляет ПУМ сигнала с выхода ГУН.

В этом случае напряжение ПУМ u_ПУМ после прохождения разделительной емкости и ИНТ, на выходе ИНВ имеет следующий вид:

K иинв = —f У, Ek cos(^kt + фк )• k=1

Модулирующее напряжение для КФМ представляет собой выходной сигнал OFDM модулятора, в котором с помощью обратного дискретного преобразования Фурье формируется результирующий сигнал, являющийся комплексной огибающей, и подлежащий переносу на несущую (центральную) частоту ω₀

M c

e = ^k bi exp (j2Пikft),                            (5)

i = 1

где b_i = A_i exp(jϕ_i) , i = 1, 2,…,M_c – модуляционные символы (комплексные амплитуды) M_c поднесущих OFDM, A_i и ϕ_i – соответственно действительная амплитуда и фаза, Δf = 1/T – частотный разнос между соседними поднесущими частотами, T – длительность модулирующего символа.

Необходимо отметить, что для реализации дополнительной фазовой модуляции достаточно с выхода OFDM модулятора на вход КФМ подать только вещественный, а не квадратурный OFDM сигнал.

На выходе С₁ напряжения (4) и (5) линейно складываются

u C 1

M c

= Re 5 k ^b. exp ( j ²ⁿ kk ft ) — J У E k cose ^ k t + Ф к )■ (6)

K

i = 1

k = 1

ФПМН осуществляет синусно-косинусное преобразование напряжения (6) на основании алгоритмов и устройств, опи-

-100-| I I—]I ^q ^ I ] I I—]| I I—]| I I—]| I | I |  1—

0    10 20   30   40   50   60   70   80   90 100

time, use c

а

б

в

-40-

0,91 0,92 0,93 0,94 0.95 0,96 0,97 0,98 0,99    1

freq, МГц

г

д

е

Рис. 2. Результаты моделирования процесса формирования CE-OFDM радиосигнала, при использовании КФМ на выходе OFDM модулятора: а), в), д) – спектры соответственно модулирующего OFDM сигнала (на выходе блока, выполняющего обратное быстрое преобразование Фурье (ОБПФ)); OFDM радиосигнала; CE-OFDM радиосигнала; б), г), е) – временные формы, соответственно, модулирующего OFDM сигнала (на выходе блока, выполняющего ОБПФ);

OFDM радиосигнала; CE-OFDM радиосигнала

K

санных в [9], при этом на выходах КП и СП напряжения соответственно имеют вид:

u 4 = ku 2 e cn = - k U sin

ш 0 t + mJ У k=1

E k ^{cos( Q} k t ⁺ Ф к )

X

^екп = E cos *

mφ Re

M c

У bi exp (j2^iAft)

= 1

K

^X E sin • ^т ф Re У b i exp ( j2^i A ft ) — m J У E k c ^os( Q kt + Ф k )^ ,

k = 1

K

- m J У Ek cos(^kt+Фк )r, к=i

где к =1 – коэффициенты передачи балансных модуляторов. Линейно складывая (9) и (10) в С2, формируем неискаженный CE-OFDM радиосигнал без ПУМ

ecn = E sin -

mφ Re

M c

У b i exp ( j2ni A ft )

i = 1

u r 1 = u ,„ «„, = Up i cos ^ w n t + m ,„ Re C2 ce — ofdm C2          0 ф

M c

У , b i exp ( j 2 Tri a ft )

i = 1

^ , (11)

K

- m J У E k co^s( ^ k t + Ф к ) r , к = i

где m_ϕ – индекс полезной фазовой модуляции.

После перемножения (1) с (7) и (2) с (8), на выходах балансных модуляторов БМ1 и БМ2 реализуются соответственно высокочастотные синфазная и квадратурная составляющие

u, = ku,e„ „ = kU cos 3      1КП

K

® o t + m J У E_k cos( ^Q k t + Ф к ) k = 1

X

X E cos *

m φ

Г Ma

Re У b i exp ( ^j2ni A ft ) - m JУ E k ^cos( Q k t + Ф к H ,

K

i = 1

к = i

где U_C2 – постоянная амплитуда.

Из выражения (11) следует, что на выходе КФМ произведено не только формирование неискаженного CE-OFDM радиосигнала, но и скомпенсирована ПУМ СЧ с частотами, кратными частоте сравнения ИФД.

Полученные результаты моделирования процессов формирования CE-OFDM- и OFDM радиосигналов соответственно с использованием КФМ и без него ( рис. 2 ) показывают, что при одинаковом модулирующем OFDM-воздействии ( рис. 2а, б ) формируются разные по спектральным ( рис. 2в, д ) и временным ( рис. 2г, е ) формам радиосигналы. В выходном сигнале на рис. 2д наблюдается симметричный относительно несущей частоты спектр без паразитной фазовой модуляции, а на рис. 2е – постоянная огибающая CE-OFDM радиосигнала без проявления паразитной амплитудной модуляции