Векторная ШИМ для двухсекционного преобразователя частоты

В современной полупроводниковой преобразовательной технике для регулируемого электропривода переменного тока получили применение многоуровневые и, в частности, трехуровневые автономные инверторы, позволяющие увеличить число уровней выходного напряжения и улучшить гармонический состав переменного тока, питающего двигатель [1, 2]. К недостаткам силовых схем с трехуровневыми автономными инверторами относятся наличие дополнительных фиксирующих диодов и проблема поддерживания заданного значения нулевого уровня напряжения питания.

В работе [3] рассмотрен представленный на рис. 1. альтернативный вариант топологии силовой схемы – двухсекционный преобразователь частоты (ДСПЧ), содержащий два двухуровневых инвертора напряжения (UZ1, UZ2), выполненных по трехфазным мостовым схемам и имеющих независимое питание от двух потенциально разделенных источников выпрямленного напряжения ( E d 1 , E d 2 ). В сравнении с классической схемой трехуровневого инвертора такая схема дает анало-

гичное увеличение выходной мощности, величины и числа возможных уровней выходного напряжения. При этом снимается проблема распределения напряжения между конденсаторами в цепях питания инверторов, а также между последовательно соединенными силовыми транзисторами в классической схеме. Кроме того, в двухсекционной схеме отсутствуют дополнительные фиксирующие диоды и облегчается возможность улучшения сетевых характеристик преобразователя частоты за счет использования возможностей многопульсных схем выпрямления.

Система управления предложенным вариантом схемы автономного инвертора напряжения строится на основе тех же подходов, что применяются и для традиционного инвертора напряжения. Вопросы реализации синусоидальной ШИМ рассмотрены в [3]. Настоящая статья посвящена вопросам построения векторной системы широтно-импульсной модуляции для рассматриваемого двухсекционного инвертора.

Диаграммы состояний двухсекционного инвертора

Схема, приведенная на рис. 1, состоит из двух, включенных последовательно по отношению к нагрузке, двухуровневых инверторов напряжения. Как следствие, напряжение на нагрузке равно геометрической сумме напряжений с учетом знака, генерируемых инверторами. Как известно [4], двухуровневый инвертор напряжения имеет 8 разрешенных состояний. Поэтому общее число состояний двухсекционного инвертора, формируемых комбинациями включения ключей 1V1–1V6 и 2V1–2V6, равно 64. Однако большинство этих состояний образуют одинаковые по модулю и фазе векторы напряжения, кроме того из рассмотрения следует исключить состояния, формирующие два противофазных вектора. Диаграмма возможных пространственных векторов напряжений ДСПЧ приведена на рис. 2.

Диаграмма, приведенная на рис. 2, а полностью соответствует диаграмме трехуровневого инвертора напряжения. Из этого следует, что по гармоническому составу напряжение на нагрузке в a

IVI

IIV

b

IIIIV

а)

трехуровневом инверторе и в ДСПЧ будут достаточно близки. Диаграмма обладает свойством 6-тактной симметрии. Ни рис. 2, б. приведен I сектор. Кружками обозначены следующие состояния инвертора: Н – нулевой вектор (может быть реализован 4 состояниями), М1, М2 – «малые» векторы (каждый реализуется 2 состояниями), С – «средний» вектор (реализуется 2 состояниями), Б1, Б2 – «большие» векторы (каждый реализуется только 1 состоянием).

Рассмотрим подробнее формирование пространственных векторов напряжения диаграммы рис. 2, б. Диаграмма разделена на 4 сегмента – равносторонних треугольника, длина ребра которого равна модулю напряжения одного из образующих ДСПЧ инверторов (справедливо при условии равенства E d 1 = E d 2 ). Комбинирование пространственных векторов отдельных инверторов позволяет реализовать требуемый суммарный вектор. Примеры реализации векторов и схемы, соответствующие им, приведены рис. 3.

Заметим, что это лишь отдельные комбинации из существенно большего числа вариантов включений.

Реализация алгоритма векторной ШИМ для ДСПЧ

Реализация векторной ШИМ для многоуровневых инверторов напряжения подробным образом изложена в [2]. Учитывая идентичность диаграммы состояний ДСПЧ, приведенной на рис. 2, а, и диаграммы состояний трехуровневого инвертора преобразователя частоты можно сделать вывод об общности алгоритмов ШИМ в этих преобразователях, по крайней мере, в части расчета времен действия состояний инвертора.

Основным принципом векторной ШИМ в многоуровневых преобразователях является требование формирования желаемого напряжения с помощью базовых векторов, принадлежащих одному сегменту диаграммы. Такой подход обеспечивает минимизацию dU/dt за счет обеспечения минимально возможного для данной схемы расстояния между соседними уровнями выходного напряжения.

Рис. 2. Диаграмма пространственных векторов напряжений ДСПЧ: а – общая диаграмма; б – распределение векторов в I секторе

б)

в)

Рис. 3. Пример реализации пространственных векторов в схеме ДСПЧ: а – «большого», б – «среднего», в – «малого»

Принадлежность к конкретному сегменту желаемого вектора выходного напряжения определяется исходя из известных соотношений [2], иллюстрируемых на рис. 4 и приведенных в таблице.

На рис. 4. U_ж – желаемый вектор выходного напряжения ДСПЧ, U_ж1 , U_ж2 – проекции желаемого вектора на соответствующие грани сектора, U_б – длина базового вектора одного из инверторов ДСПЧ.

Принципиальное отличие алгоритма векторной ШИМ для ДСПЧ состоит в выборе способа конкретной векторной реализации состояний инвертора. Далее рассмотрен вариант реализации алгоритма, позволяющий организовать удвоение частоты коммутаций напряжения на нагрузке по отношению к частоте коммутации силовых ключей [3].

Покажем реализации желаемого вектора при его нахождении в разных сегментах. На рис. 5–7. представлены варианты диаграмм переключений для сегментов 1, 2 и 4 соответственно. Диаграмма 3-го сегмента качественно совпадает с диаграммой для 2-го. Каждая диаграмма состоит из 6 циклически включаемых состояний. Сплошной линией показан вектор напряжения 1-го инвертора, пунктирной – 2-го инвертора ДСПЧ.

В каждом из показанных выше случаев векторы как 1-го, так и 2-го инвертора совершают одностороннее движение. Это эквивалентно односторонней пилообразной развертке для синусоидальной ШИМ. Как было показано в [3], такой вариант позволяет получить благоприятный гармонический состав выходного напряжения. Однако применение несимметричного опорного напряжения приводит к появлению 2-й и 4-й гармоник, которые необходимо компенсировать. Это приводит к усложнению системы регулирования и некоторому уменьшению максимального выходного напряжения преобразователя. Спектр фазного напряжения

(с компенсацией 2-й и 4-й гармоник) выполненный средствами Matlab приведен на рис. 8, а.

Указанная проблема может быть решена за счет введения обратного порядка следования векторов, т. е. после серии переключений «1-2-3-4-5-6» повторить ее в обратном порядке «6-5-4-3-2-1». Такой вариант в некотором смысле эквивалентен системе с двухсторонним опорным напряжением и не содержит четных гармоник. На рис. 8, б приведен спектр выходного напряжения для этого режима векторной ШИМ. Заметим, что в обоих вариантах THD напряжений практически совпадает и составляет порядка 30 %.

Б2 «

• Б1

C

...о:

М2

® М1

Н

U ж1

Рис. 4. Условия выбора рабочего сегмента

Таблица

Сегмент	Условие принадлежности	Относительные продолжительности включения векторов
1	|U ж1 | ≤ U б |U ж2 | ≤ U б |U ж1 | + |U ж2 | ≤ U б	τ М1 = |U ж1 | /U б τМ2 = |Uж2| /Uб τН = 1 – τМ1 – τМ2
2	|U ж1 | > U б	τБ1 = |Uж1| /Uб –1 τ С = |U ж2 |/U б τМ1 = 1 – τБ1 – τС
3	|U ж2 | > U б	τ C = |U ж1 |/U б τБ2 = |Uж2| /U б – 1 τМ2 = 1– τБ2 – τ С
4	|U ж1 | ≤ U б |U ж2 | ≤ U б |U ж1 | + |U ж2 | > U б	τМ1 = 1 – |Uж2| /Uб τМ2 = 1 – |Uж1| /U б τ С = τМ1 + τМ2 – 1

Б2 е^’

Б2 •^

Б2 е.;"'

C

,.Ф-

М2

C ..@-

°Н

М2

°Н

Б2 е;'"

М1

М2

■д Н

е Б1

9 М1

Л

-©:

М2

6Н

Б1

о М1

е Б1

® М1

Б2 е.

Б2 •;

Рис. 5. Диаграмма переключений для сегмента 1

Б1

Б2 е.

Б1

Б2 •■

C

М2

Б1

;© М1

'л

Б2 <

6Н

Рис. 6. Диаграмма переключений для сегмента 2

C

..О-

М2

М1

°Н

• Б1

C

М2

М2

М1

Н

Б1

М1

Н

Б1

М1

М2

C

■о Н

Б2 е.

М2

Б1

М1

Б2 •.

Н

М2

Б1

М1

Б2

М2

Б1

^ М1

Б2 е.

Н

6Н

М2

Б1

М1

Н

Рис. 7. Диаграмма переключений для сегмента 4 (1-й полусектор)

0.055         0.06         0.065         0.07

0.055         0.06         0.065         0.07

о

-203

-403

б)

а)

Рис. 8. Спектральный состав выходного напряжения ДСПЧ

Заключение

Представленный в статье алгоритм векторной ШИМ позволяет исключить необходимость компенсации 2-й и 4-й гармоник, возникающих в предложенном ранее подходе к синтезу системы управления ДСПЧ с использованием односторонних опорных сигналов в узле ШИМ. Также данный прием несколько улучшает гармонический состав выходного напряжения ДСПЧ в высокочастотной области. Однако несколько увеличивается нагрузка на ключи одного из инверторов за счет дополнительных переключений нулевых векторов. Для реализации представленного алгоритма удобно использовать модуль ПЛИС.