Внешние и энергетические характеристики двенадцатифазных компенсированных выпрямителей с векторным управлением

Энергия постоянного тока используется для ведения технологических процессов во многих отраслях народного хозяйства. К ним относится цветная металлургия (электролиз цинка, алюминия, магния и т. д.), химическая промышленность (электролиз хлора, водорода), нефтегазодобывающая отрасль, а также электрифицированный транспорт.

При осуществлении технологических процессов некоторых из производств перечисленных отраслей (к примеру, электролиза) необходимо регулирование выходного напряжения выпрямительного агрегата [1]. В отдельных случаях с целью увеличения жесткости внешней характеристики выпрямителя, а также компенсации потребляемой им реактивной мощности и исключения перехода в глубокие режимы выбирается компенсированный вариант силовой схемы [2]. В ряде случаев требуется компенсация реактивной мощности, потребляемой не только выпрямителем, но и питающими линиями и сетями, а также прочей нагрузкой [3].

В [4] представлен способ векторного управления компенсированным выпрямителем, описанный в [5, 6], а также показаны его преимущества по сравнению с традиционным способом фазового регулирования (тиристорным либо дроссельным). Многофазные выпрямительные агрегаты строятся на основе двенадцатифазных преобразователей. Обобщим результаты анализа электромагнитных процессов и характеристик двухфазного компенсированного выпрямителя с векторным управлением на двенадцатифазную схему.

Значительное снижение установленной мощности компенсирующего устройства достигается при его выполнении по схеме, фильтрующей в коммутирующие конденсаторы нечетно-кратные гармоники входных токов преобразовательных блоков [7]. Однако при достаточно малой мощности короткого замыкания в точке подключения преобразователя к питающей сети выпрямителю, работающему по такой схеме, не удается выработать достаточно реактивной мощности для покрытия ее потребления питающей сетью и прочей нагрузкой, поскольку преобразователь переходит в режим работы с повторной проводимостью вентилей. В таких случаях рациональным решением без существенного усложнения силовых цепей преобразователя является выполнение общего для двух шестифазных блоков компенсирующего устройства, в котором фильтруются четно-кратные гармоники входных токов преобразовательных блоков [3], либо индивидуального для каждого блока компенсирующего устройства, работающего на полном спектре входных токов шестифазных преобразовательных блоков [8]. При этом в силу формирования характерной кривой напряжения на вышедшем из работы вентиле в течение следующего коммутационного интервала, режим повторной проводимости исключен [8, 9]. Преобразователь обеспечивает требуемую компенсацию реактивной мощности, но теряется свойственное для описанных в [7] преобразователей уменьшение установленной мощности компенсирующего устройства. Альтернативой вышеупомянутым решениям может стать выполнение общего для преобразовательных блоков компенсирующего устройства, в котором фильтруются в определенной пропорции в коммутирующие конденсаторы как нечетно-, так и четно-кратные гармоники входных токов [9].

Материалы и методы исследования

Цель настоящей работы ‒ представить результаты исследования электромагнитных процессов и характеристик двенадцатифазного компенсированного выпрямителя с векторным управлением, в котором компенсирующее устройство фильтрует в коммутирующие конденсаторы нечетно- и четнократные гармоники входных токов преобразовательных блоков (с комбинированным компенсирующим устройством).

Одна из возможных схем такого выпрямителя представлена на рис. 1. Выпрямитель состоит из вентильных мостов ВМ1 и ВМ2, соединенных параллельно посредством уравнительного реактора УР; преобразовательного трансформатора со схемами соединения обмоток Д/ДУ‒0‒11, компенсирующего устройства КУ, состоящего из двух частей КУ_а и КУ_б, в которых коммутирующие конденсаторы работают на четно- и нечетнократных гармониках токов и напряжений соответственно; вольтодобавочного трансформатора ВДТ, осуществляющего внесение напряжения управления, создаваемого устройством векторного управления УВУ. Схема УВУ представлена на рис. 2. Устройство векторного управления состоит из автономного инвертора АИН с системой управления СУ, низкочастотного фильтра Ф, осуществляющего фильтрацию напряжения управления из ШИМ-последовательностей на выходе АИН; а также преобразователя постоянного напряжения ППН, служащего для согласования номинальных параметров по току и напряжению элементов силовых цепей АИН и звена постоянного тока выпрямителя.

Анализ квазиустановившихся электромагнитных процессов в рассматриваемом выпрямителе проведен для основного режима работы численноаналитическим методом, построенным на согласовании решений, полученных для интервалов постоянной структуры. При расчете были приняты общепринятые для мощных преобразователей допущения в соответствии со вторым уровнем абстракций [7]. Расчет показал, что основные электромагнитные характеристики, такие как угол включения вентилей а , напряжение и ток коммутации,

выпрямленные ток I_d и напряжение U_d , нормированные по базисным величинам, определяются соответствующими выражениями для двухфазного преобразователя [4]. При этом в качестве базисных величин приняты

Uб = 3 Ekm ; Iб = h 2 —, (1) П xk где Ekm и xk ‒ ЭДС и сопротивление, приведенные в контур коммутации; h2 = 2 - число параллельно соединенных коммутирующих групп. В качестве схемного параметра у принята величина [9]

п( 2 - V3) п( 2 + V3)V = a V 3   ’ + b V 3   7 ,               (2)

I V1 I где a = I — I и

I v J

^{b 1} ;

k V J

v

x C 1

¹ V( n 1 ) ² x k

;

I dn *

= I d *

P dy * ; U d *

P dy *

v

⁺ e by i b ⁺ e cy i c ) d ⁶ = ° ^Л E "v ^ —

-п

^v 2 =

x C 2

N ( nn 2 ) 2 x k

. При этом x_{C 1} и

x_{C 2}

‒ сопротив-

ления коммутирующих конденсаторов частей компенсирующего устройства КУ_б и КУ_а соответственно на частоте питающей сети; n ‒ коэффициент

трансформации преобразовательного трансформатора; n ₁ и n ₂ ‒ коэффициенты трансформации реакторов частей компенсирующих устройств КУ_б и КУ_а соответственно; v = ^ ( v1 ) ² + ( v ₂ ) ² - относительная собственная частота контура коммутации. Соблюдается равенство a + b = 1.

В результате расчета получены выражения для определения нормированных значений выпрямленного тока нагрузки I_{dn *} ; активной мощности, передаваемой шинами постоянного тока через УВУ P _{dy *} ; реактивной мощности в точке подключения питающих преобразователь линий и сетей к энергосистеме (в точке с идеальными источниками ЭДС сети) Q_{e *} ; коэффициента реактивной мощно-

сти tg ф e * в точке, в которой определяется Q e * . Указанные величины находятся по формулам (3)–(6).

1) 2 1 4 ^^ [У sin ( Р ^-А а ) ⁺ sin ( ^{2 а +} Р ^{+ Л} _а ⁺ У ) sin -у] +

+ ( d*) sin(р-Ла)Г 1tg — -tgv-1- ( d*) sin(p —Ла)[(1 + [v2 -11 kjif 1ctg--ctgv-1 + (ЛEkU)2          “\v ё2 ё 2J (лEkI)2    kP “7L( L J I)kv ё2 ё 2J

⁺ ~ ( ^{v 2 -} 1 ) ^{2 c} tg 7 ⁺ / U d * I d * cos ( Р ^-Л а ) tg ^v,^{f 1c} tg ^vJ^- ctg ^{y| + vV 72} J ( Л e ) 2 k u k i             L ^{2 kv 2     2 J}

+ ( 1 + [v ² - 1 J k i ) ctg v ||; 1tg v|- tg^ Yj + k v_ ( v ² - 1) ²

1     ( di       di_b      di )

Q^ =     e  - + eb—b + e  c d0==AE e 2n ( a d0 b d0   cd0 J        E

-n

V ²

1 V ² - 1

^- 4 _ [, cos ^

cos (2a + Aa + -) sin -] +

( Ud ) 2 2               1 Y y)    ( Id ») ²

+        , cos(Aa)   tgvl-tg   - v d ’ .

( A E k u ) 2   ' ^   2    2 ^J ( a _Ek I )

₂ cos

1 Y Y - ctg ^V- - ctg- v 2 2

+

+  Ud 2 Id*   sin (Aa)

^(A E ^{) k}U^kI

tg ДГ 1ctg ^Y-- ctg ^J+O ⁺ [ ^{V 2 -} 1 ] ^ki ) ctg ^Vjf 1tg J^- tg Д] I ; 2 к "V     2         2 J                             2 к V 2        2 7 I

tg Ф e *

Q_{e *} U d * I dn *

где e _ay =a E m sin ( 0 + p ) ; e _by ; e _cy - симметричная трехфазная система напряжений управления, вносимых

ВДТ;   i_a , i_b  и   i c  - токи питающей сети;   e _a = E m sin ( 0 ) ; e _b ; e c  - система ЭДС питающей сети;

_А                 a sin p       .                          х 2 , /    . х 2

A_a = arctg-------—; A _E =a/(1 + a cos p ) + ( a sin p ) . Все остальные величины, обозначенные в формулах

1 + a cos p

(3)‒(6), сохраняют физический смысл, описанный в [4], и определяются по соответствующим выражениям.

А В С

Рис. 1. Схема двенадцатифазного компенсированного выпрямителя с векторным управлением и комбинированным компенсирующим устройством

Рис. 2. Устройство векторного управления (УВУ)

Результаты исследования и их обсуждение

По результатам расчета построены внешние Ud * = f ( Idn * ) и энергетические ( Qe* = f (Idn* ) и tg фe* = f (Idn*)) характеристики для случаев g = 0,1; a = 1; v = 6 (рис. 3, а); g = 0,1; a = 0,95; v = 4 (рис. 3, б); g = 0,2; a = 1; v = 6 (рис. 4, а); g = 0,2; a = 0,95; v = 4 (рис. 4, б); g = 0,1; a = 0; v = 1,1 (рис. 5, а) и g = 0,2; a = 0; v = 1,1 (рис. 5, б). При определении характеристик принято значение доли сопротивления питающей сети в сопротивле- нии контура коммутации q = 0,4 . Относительная собственная частота контура коммутации ν определяется по условию максимально возможной жесткости внешних характеристик. Кривые построены в диапазоне изменения угла коммутации у , соответствующем основному режиму работы выпрямителя. Вертикальной пунктирной кривой обозначена граница основного режима.

Как видно из представленных характеристик, увеличение фазы управляющего напряжения в диапазоне 0° < р < 180° при фиксации его ампли-

а)

б)

Рис. 3. Внешние и энергетические характеристики двенадцатифазного компенсированного выпрямителя с векторным управлением и комбинированным компенсирующим устройством ( о = 0,1 ) при a = 1; v = 6 (а) и a = 0,95; v = 4 (б)

Рис. 4. Внешние и энергетические характеристики двенадцатифазного компенсированного выпрямителя с векторным управлением и комбинированным компенсирующим устройством ( а = 0,2 ) при a = 1; v = 6 (а)

и a = 0,95; v = 4 (б)

туды приводит к смещению соответствующей внешней характеристики ближе к оси абсцисс. При этом с изменением угла р до определенного значения происходит увеличение выдаваемой преобразователем в сеть реактивной мощности Q_{e *} при одном и том же значении тока нагрузки. Аналогично Q e * с ростом угла р уменьшается коэффициент реактивной мощности tg ф e * . Дальнейшее увеличение фазы управляющего напряжения приводит к уменьшению генерации реактивной мощности и увеличению tg ф e * , что обусловлено достижением максимума углом А_а .

Численный анализ кривой напряжения на вышедшем из работы вентиле в течение следующего коммутационного интервала показал, что угол коммутации, соответствующий наступлению режима с повторной проводимостью, не зависит от параметров векторного управления с и р , а определяется только схемным параметром и относительной частотой контура коммутации. В случае а = 1; v = 6 (что соответствует классическому компенсированному выпрямителю с фильтрацией не- четно-кратных гармоник входных токов в коммутирующие конденсаторы) при выбранном значении q = 0,4 режим работы с повторной проводимостью вентилей наступает при относительно малых значениях выпрямленного тока нагрузки (см. рис. 3, а и 4, а). Граничный угол у = 17° . Таким образом, потенциальный диапазон изменения угла коммутации, при работе в котором выпрямитель не переходит в глубокий режим (0°<у< 30°) и продолжает генерировать реактивную мощность, остается недоиспользованным. При р = 0° генерируемой компенсирующим устройством реактивной мощности недостаточно для покрытия ее потребления выпрямителем и питающей сетью. Возможности векторного управления позволяют обойти указанное обстоятельство. Однако компенсация реактивной мощности за счет увеличения угла р требует повышения относительной амплитуды напряжения управления с в целях обеспечения работы на прежней внешней характеристике, что приводит к увеличению требуемой установленной мощности дорогостоящих силовых элементов АИН.

В случае а = 0,95; v = 4 (см. рис. 3, б и 4, б),

а)

б)

Рис. 5. Внешние и энергетические характеристики двенадцатифазного компенсированного выпрямителя с векторным управлением и комбинированным компенсирующим устройством ( a = 0; v = 1,1 ) при а = 0,1 (а)

и а = 0,2 (б)

соответствующем применению комбинированного компенсирующего устройства, при q = 0,4 граничный угол наступления режима повторной проводимости вентилей у = 28,5° . Указанное значение довольно близко к границе глубокого режима работы выпрямителя, что говорит о практически полном использовании указанного выше диапазона основного режима. При этом выпрямитель может работать при значениях выпрямленного тока нагрузки, не достижимых преобразователем с однократной частотой напряжения на коммутирующих конденсаторах ( a = 0; v = 1,1) в основном режиме при прочих равных условиях (см. рис. 5, а и 5, б). Генерация реактивной мощности в питающую сеть может быть достигнута даже при р = 0° (см. рис. 3, б и 4, б), что позволяет выбрать силовые элементы АИН по минимально необходимому значению амплитуды напряжения управления.

Для q = 0,4; а = 0,1; р = 0° проведено сравнение необходимой установленной мощности компенсирующих устройств по методике, описанной в [7], для случаев:

• 1)    выпрямитель, выполненный по схеме рис. 1 (часть КУ_б отсутствует) при a = 0; v = 1,1, что соответствует случаю, когда компенсирующее устройство фильтрует в коммутирующие конденсаторы только четно-кратные гармоники входных токов преобразовательных блоков;

• 2)    двенадцатифазный компенсированный выпрямитель с индивидуальными для каждого шестифазного блока компенсирующими устройствами, в которых коммутирующие конденсаторы работают на полном спектре входных токов преобразовательных блоков при v = 1,6 [8];

• 3)    выпрямитель, выполненный по схеме рис. 1, при a = 0,95; v = 4 .

Как и ранее, величины ν выбраны из условия максимальной жесткости внешних характеристик. Установленные мощности сравнивались для случаев, когда каждый из выпрямителей рассчитан на максимальный ток нагрузки Idn* = 0,071, что соответствует углу у = 30° при работе первого из рассматриваемых выпрямителей. Если принять суммарную установленную мощность компенси- рующего устройства в первом выпрямителе за 100 %, то мощности компенсирующих устройств равны 107 и 77 % для второго и третьего выпрямителей соответственно. Сравнение требуемых установленных мощностей компенсирующих устройств при тех же условиях и σ = 0,2 показало, что для второго и третьего выпрямителей они равны 107 и 76 % от установленной мощности компенсирующего устройства первого выпрямителя. Это говорит о том, что применение комбинированного компенсирующего устройства, несмотря на сложность конструкции, позволяет сократить его установленную мощность.

Для третьего выпрямителя при σ = 0,1 , несмотря на близкое к единице значение параметра a (что говорит о наибольшей доле трансформируемого в контур коммутации емкостного сопротивления конденсаторов части КУ_б), полные мощности, которыми загружены коммутирующие конденсаторы находятся в соотношении 76 и 24 % для частей КУ_а и КУ_б соответственно. Это обусловлено тем обстоятельством, что слагаемые напряжения коммутации от каждой из частей КУ_а и КУ_б ( u ( θ )_к ^А и u ( θ )_к ^Б соответственно) описываются следующими выражениями:

u ( θ ) к^А = b ⋅ u ( θ ) к + ( a ⋅ b ⋅ D ); (7)

u ( θ ) к^Б = a ⋅ u ( θ ) к - ( a ⋅ b ⋅ D ), (8) где u ( θ ) _к ‒ напряжение коммутации, описываемое в нормированном виде общим для компенсированных преобразователей с векторным управлением выражением [4]; D ‒ параметр, не зависящий от времени.

Поскольку каждое из слагаемых напряжения коммутации определяет амплитуду напряжений на коммутирующих конденсаторах каждой из частей компенсирующего устройства, можно сделать вывод о том, что применение комбинированного компенсирующего устройства приводит к увеличению доли реактивной мощности, генерируемой коммутирующими конденсаторами, работающими на однократной частоте. При уменьшении параметра a вплоть до 0,5 эта доля увеличивается, что приводит к существенному повышению суммарной установленной мощности компенсирующего устройства. Это обстоятельство должно быть принято во внимание в каждом конкретном случае при оценке целесообразности выполнения компенсированного выпрямителя с комбинированным компенсирующим устройством как альтернативы традиционным решениям.

Заключение

Разработана обобщенная теория двенадцатифазного компенсированного выпрямителя с векторным управлением и комбинированным компенсирующим устройством, работающим как на четно-, так и на нечетно-кратных гармониках токов и напряжений. Показана возможность плавного регу- лирования выпрямленного напряжения за счет векторного управления изменением как амплитуды, так и фазы напряжения управления, без ухудшения коэффициента мощности. В компенсированном выпрямителе регулирование предпочтительней осуществлять за счет изменения амплитуды напряжения управления.

Проанализирована работа компенсированного выпрямителя в случае его подключения к точке с малой мощностью короткого замыкания. Применение комбинированного компенсирующего устройства может позволить уменьшить суммарную установленную мощность компенсирующего устройства по сравнению со случаем установки компенсирующего устройства, конденсаторы которого работают на частоте напряжения питающей сети. Также это позволяет значительно расширить диапазон рабочих токов в основном режиме за счет увеличения предельного угла коммутации, при котором наступает режим с повторной проводимостью вентилей.

Соответствующий выбор относительной собственной частоты контура коммутации позволяет получить максимальную жесткость внешних характеристик. При этом незначительное изменение схемного параметра приводит к серьезному перераспределению генерируемой реактивной мощности в сторону части компенсирующего устройства, работающей на четно-кратных гармониках входных токов преобразовательных блоков.

При соответствующем изменении базисных величин все полученные соотношения и выводы справедливы и для выпрямителя с последовательным включением преобразовательных блоков.