Двухполяризационный излучатель с высокой развязкой для фазированных антенных решеток

Для целого ряда радиотехнических бортовых и космических систем возникает необходимость разработки фазированных антенных решеток (ФАР) с электрическим сканированием и независимыми взаимно ортогональными линейными поляризациями излучаемых (принимаемых) полей. К числу таких задач относится разработка двухполяризационных ФАР с широким сектором сканирования, а также активных ФАР (АФАР) для спутниковых радиолокаторов с синтезированной апертурой [1]. Для построения таких антенных систем должны использоваться двухполяризационные излучатели. При этом к таким излучателям предъявляются требования высокой развязки L 12 = 1/ S 12 между каналами ( S ₁₂ – модуль коэффициента связи между каналами), минимальных массогабаритных параметров (особенно поперечных размеров), высокого коэффициента полезного действия (КПД), высокого коэффициента усиления (КУ) и достаточной прочности конструкции.

Известны малогабаритные двухполяризационные микрополосковые излучатели с двумя ортогональными входами [2]. Недостатком подобных излучателей является малая развязка между входами 1 и 2 (меньше 20 дБ). Кроме того, микро-полосковые излучатели имеют значительные потери в диэлектрике, особенно в X-диапазоне и более высокочастотных диапазонах, не обладают достаточной прочностью и проигрывают по этим показателям волноводным излучателям.

Известны двухполяризационные волноводнорупорные антенны с квадратным раскрывом, возбуждаемые с помощью микрополоскового излучателя квадратной формы и подводимых к нему двух взаимно ортогональных микропо-лосковых линий, расположенных в некотором сечении и проходящих в квадратный волновод через отверстия в боковых стенках квадратного волновода [3]. Однако такой излучатель имеет ограниченную развязку (менее 30 дБ) между поляризациями и большой поперечный размер – около полутора длин волн, что исключает использование подобного излучателя в сканирующих ФАР.

Рупорно-волноводный излучатель с квадратным раскрывом с уменьшенным поперечным размером апертуры приводится в [4]. Уменьшение поперечных размеров достигнуто за счет применения в структуре излучателя двух отрезков квадратного волновода с четырьмя и двумя металлическими гребнями и использования «висячих» воздушных полосковых линий. Однако минимальный уровень кроссполяризации составляет –27 дБ. Кроме того, конструкция излучателя значительно усложняется.

Известны волноводные излучатели в виде пирамидального рупора с квадратным раскрывом

a*2l

а )

б )

в )

; б) вид сбоку; в) вид спереди и отрезка короткозамкнутого квадратного волновода с поперечными размерами, обеспечивающими «докритический» режим работы только для основных типов волн H10 и H01 [5]. При ортогональном расположении одинаковых коаксиально-штыревых возбудителей в смежных боковых стенках в некотором сечении такого волновода в волноводе возбуждается и распространяется или только волна H10, или только волна H01, являющиеся источниками двух взаимно ортогональных полей, излучаемых открытым концом волновода или раскрывом пирамидального рупора. Однако и в таком излучателе коэффициент связи S12 между входами лежит в интервале примерно –15...–20 дБ.

С целью существенного уменьшения коэффициента связи (существенного увеличения развязки) между двумя взаимно ортогональными каналами до значений, лежащих в интервале –35...–65 дБ (35...65 дБ) и даже более, при существенном уменьшении поперечных размеров двухполяризационного волноводного излучателя примерно до 0,59Х0 ... 0,62Х0, где Хо — длина волны в свободном пространстве, соответству- ющая средней частоте f0 рабочего диапазона, может быть использован двухполяризационный излучатель (рис. 1) в виде отрезка короткозамкнутого прямоугольного волновода 3, переходящего в E-секториальный рупор 4 с квадратным раскрывом, и двух коаксиально-штыревых возбудителей 1 и 2, запитываемых коаксиальными линиями с волновым сопротивлением W = 50 Ом, причем возбудитель 1 расположен посередине широкой стенки прямоугольного волновода на расстоянии l3 от короткозамыкателя и на расстоянии l4 от горловины рупора, а возбудитель 2 расположен посередине боковой стенки рупора на расстоянии l5 от горловины рупора и на расстоянии l6 от апертуры рупора, а продольные оси обоих штыревых возбудителей взаимно ортогональны и лежат в плоскостях, содержащих продольную ось рупорного излучателя.

Поперечные размеры прямоугольного волновода а х b и поперечные размеры раскрыва рупора а х а выбираются из условий закритично-сти волн высших типов и докритичности волн основного типа H ₁₀ в волноводе и волн H ₁₀ и H ₀₁ в рупоре и известных ограничений на расстояние

/4/Л)

Рис. 2. График зависимости значений коэффициента связи .S ^J на средней частоте от l 4 / X0

между соседними излучателями в ФАР с плоской апертурой, сканирующей в коническом секторе углов 9 < 19 _ск|, т. е. a < X / V2 и а <  (2 / V3) X / /(1 + |sin 9 _СК^ - 2 t , b <  а /2, где а — внутренний размер квадратного раскрыва рупора; t – толщина стенок волновода; X — длина волны в свободном пространстве для рабочей частоты f . Рассматриваемый излучатель с указанными выше поперечными размерами позволяет обеспечить широкоугольное и независимое по обеим поляризациям электрическое сканирование луча в ФАР с плоской апертурой в коническом секторе углов с углом при вершине конуса 55° ... 70 ° .

Геометрия и места включения возбудителей определяются в следующей последовательности. Сначала определяются расстояние l5, длина штыря h2 и его диаметр d2 из условия обеспечения требуемого КСВ2 на входе 2 в рабочем диапазоне частот; затем определяется расстояние l3, длина штыря h1 и его диаметр d1 из условия обеспечения требуемого КСВ1 на входе 1 для некоторого изначально выбранного расстояния l4; потом уточняется расстояние l4 из условия обеспечения требуемого коэффициента связи между входами 1 и 2 и следом уточняются значения расстояния l3 и длины h1 штыря при уточненном значении l4 ; после этого находится расстояние l6 при выбранной длине излучателя l из соотношения 1б = l - (13 + l4 + I5). С целью минимизации продольного размера излучателя l = I3 + l4 + 15 + 1б каждый из размеров I3, l4, 15 выбирается минимально возможным и определяется в процессе электродинамического моделирования или эксперимента. Расстояние l6 влияет на уровень подавления волн высших типов, возникающих в раскрыве рупора от возбудителя 2, выбирается из условия l6 = l - (I3 + l4 + 15) при заданном размере излучателя l, который в свою очередь определяется из условия обеспечения требуемого уровня подавления волн выс- ших типов в раскрыве рупора. Анализ результатов моделирования показывает, что минимальный продольный размер излучателя лежит в интервале (0,9 ^1, O)Xo.

Достоинством предлагаемой схемы излучателя является возможность практически независимого обеспечения каждого из четырех выше перечисленных параметров: КСВ₁, КСВ₂, S ₁₂ и уровня высших типов волн в раскрыве рупора. Это утверждение иллюстрируется результатами моделирования, приведенными на рис. 2–5, которые получены для излучателя со следующими размерами: l = 0,96 X 0 ; а = 0,62 X o ; b = 0,27 X 0 .

Моделирование проводилось с помощью специализированного программного пакета электродинамического моделирования, в котором был использован метод конечных разностей во временной области.

На рис. 2 представлен график зависимости коэффициента связи S ₁₂ на частоте f ₀ от величины 1 4 / X 0 .

Как видно, изменяя размер l ₄ в интервале от 0,05 X 0 до почти 0,5 X 0 , можно существенно изменять величину S ₁₂ – от значений примерно –39 дБ вплоть до уровня примерно –68 дБ. Результаты моделирования рассматриваемого излучателя показали, что при следующих ограничениях на размеры излучателя: 0,59 X ₀ <  а <  0,62 X ₀, b <  а /2, 0,9 X ₀ <  l < X ₀, 0,15 X 0 <  1 з <  0,26 X 0 , 0,37 X 0 <  l 5 <  0,41 X 0 — величина S ₁₂ слабо зависит от значений a , b , 1 з / X 0 , l 5 / X 0 , l / X 0 , но существенно зависит от размера 1 4 / X 0 . При этом значения диаметров d ₁ и d ₂ лежат в следующих интервалах: 0,032 X ₀ <  d 1 <  0,039 X ₀, 0,032 X ₀ <  d 2 <  0,039 X ₀.

Представленные на рис. 3–5 характеристики излучателя были получены в соответствии с изложенной выше последовательностью моделирования из условия минимизации КСВ1 и КСВ2 в требуемом относительном диапазоне частот

ЛЬ

Рис. 3. Графики частотной зависимости КСВ на входе 1 при 1 3 / Х о = 0,16 (линия 1 ) и КСВ на входе 2 при 1 5 / Х о = 0,41 (линия 2 )

Рис. 4. График частотной зависимости коэффициента связи S ₁₂

а )

ю™

О

-5

-10

-15

-20

-25

			2	X /
	"**---'*		'—1							' -----

-180 -150 -120  -90   -60    -30     0      30     60     90     120   150   180

-30

б )

Рис. 5. ДН излучателя в плоскости ф = 0 ° (линия 1 ) и в плоскости ф = 90 ° (линия 2 ): а ) по входу 1; б ) по входу 2

Рис. 6. Общий вид четырехэлементного модуля

2 А f / f o ® 6 % при наличии ограничений на размеры ¹ 3 , ¹ 5 (О, ¹⁵ ^ 0 <  ¹ 3 <  ^0,26X 0 , 0,37 X 0 <  l 5 <  0,41 X 0 ). Размер l ₄ выбирался в соответствии с зависимостью | ^ 121 от значения 1 4 / Х о (рис. 2) и при условии, что при X = Хо | ^ 121 < — 57 дБ. В итоге были получены следующие результаты: I 3 = О,16 Х о ; 1 4 = О,32 Х о ; I 5 = О,41 Х о ; 1 ₆ = О,О7 Х о ; h i = О,2 Х о ; h ₂ = 0,19 X ₀, d 1 = d 2 = 0,032 X 0 .

Графики КСВ₁ и КСВ₂ в полосе частот при значениях I 3 / X o = 0,16 и 1 5 / X o = 0, 41 приведены на рис. 3. Моделирование показывает, что КСВ₁ и КСВ 2 слабо зависят от размеров 1 4 / Х о , 1 6 / Х о .

На рис. 4 показана частотная зависимость величины | S i2| для 1 4 = 0, 32 Х о и 1 5 = 0, 41 Х о .

На рис. 5 приведены диаграммы направленности (ДН) излучателя (в виде зависимостей КНД излучателя в логарифмическом масштабе) относительно каждого входа на центральной частоте f ₀ в двух взаимно ортогональных плоскостях: в плоскости zOx ( ф = 0 ° ) и в плоскости zOy ( ф = 90 ° ). При этом угол 0 отсчитывается от оси Oz по направлению к плоскости xOy .

Как следует из представленных результатов, КНД в направлении продольной оси излучателя составляет 8 дБ по входу 1 и 7,4 дБ по входу 2, что близко к максимально возможному КНД квадратного раскрыва. Однако ДН по входу 2 в плоскости ф = 0 ° является несимметричной. Это вызвано наличием в раскрыве рупора волн высших типов, амплитуда которых может быть уменьшена путем увеличения размера l ₆ (увеличения размера l ).

Так как потери в таком излучателе незначительны, то его коэффициент усиления на средней частоте по величине практически не отличается от КНД. Рассмотренный излучатель может использоваться в качестве отдельного излуча- теля в сканирующих ФАР с двумя ортогональными поляризациями излучаемого (принимаемого) поля и широким сектором сканирования ±55 - 70° в произвольной плоскости.

Существует ряд задач, в которых требуется осуществлять широкоугольное электрическое сканирование только в одной плоскости при условии обеспечения высокого КУ и двухполяризационного режима работы. Так, в спутниковых радиолокаторах с синтезированной апертурой, например, TerraSAR-X [6], используется АФАР, состоящая из подрешеток с волноводнощелевыми излучателями с вертикальной и горизонтальной поляризациями. Габаритные размеры подрешеток выбраны из условия обеспечения сканирования АФАР в угломестной (вертикальной) плоскости в пределах сектора углов ± 19,2 ° , а в азимутальной (горизонтальной) плоскости ± 0,75 ° при работе в полосе частот 1,6 %.

Рассмотренный выше волноводный излучатель также может быть использован в составе четырехэлементного модуля с ортогональными линейными поляризациями при создании радиолокаторов космического базирования с синтезированной апертурой. Схема такого модуля представлена на рис. 6.

Подобный модуль имеет ряд преимуществ как в характеристиках направленности, так и в возможности размещения системы питания модуля по обеим поляризациям в пространстве между соседними излучателями, что делает этот модуль достаточно компактным устройством. В качестве системы питания в Х-диапазоне выбрана система из двухступенчатых коаксиальных равноамплитудных делителей мощности. При этом входное сопротивление каждого из делителей при работе в системе выбиралось равным 50 Ом.

Рис. 8. График частотной зависимости коэффициента связи S ₁₂

180 -150 -120 -90   -60   -30    0     30    60    90    120   150   180

б )

Рис. 9. ДН четырехэлементного модуля в плоскости ф = 0 ° (линия 1 ) и в плоскости ф = 90 ° (линия 2 ): а ) по входу 1; б ) по входу 2

Остальные параметры делителя оптимизировались из условия минимизации КСВ в рассматриваемой рабочей полосе частот. На рис. 7 представлены зависимости КСВ на входах 1 и 2 в полосе частот ± 3 %, уровень развязки | ^ 121 (рис. 8) между входами 1 и 2, а также ДН четырехэлементного модуля в азимутальной и угломестной плоскостях на средней частоте выбранного диапазона (рис. 9). Излучатели располагаются на расстоянии 0, 7 Х о в горизонтальной плоскости. При этом в случае прямоугольной сетки расположения излучателей обеспечивается сектор сканирования в угломестной плоскости до ± 37 ° , а в горизонтальной плоскости до ± 18 ° .

Таким образом, рассмотренный двухполяризационный излучатель при использовании его в качестве отдельного излучателя ФАР позволяет обеспечить сектор сканирования ФАР до 60-70° в полосе частот ±3 %, и высокую развязку между ортогональными по поляризации каналами до уровня –50 дБ и лучше. При использовании такого излучателя в четырехэлементном модуле возможно построение ФАР для спутниковых РЛС с синтезированной апертурой, причем ра- бочая полоса частот ФАР составляет приблизительно ±3 %, а возможные сектора сканирования в угломестной и азимутальной плоскостях достигают ±37°, и ±18° соответственно.