Метод снижения PAPR в будущих мобильных широкополосных сетях связи на основе технологии DFT-S-OFDM

Будущие сети 5G и 6G позволят поддерживать широкий спектр услуг с различными техническими требованиями и в разных частотных диапазонах. При этом технологии обработки сигналов, используемых в 6G, и схемы модуляции должны соответствовать жестким требованиям, предъявляемым к мобильной сети передачи данных. Существенными проблемами являются снижение значение отношения пикового уровня мощности сигнала к среднему уровню (Peak to average power ratios – PAPR) с целью повышения энергоэффективности таких систем, а также внедрение новых форм сигналов и схем модуляция, которые одновременно были бы эффективны с энергетической и спектральной точки зрения. Это приведет к улучшению таких ключевых параметров сетей, как повышение спектральной эффективности за счет использования гибридных форматов модуляций, снижению доли служебных данных в общем информационном массиве и повышению энергетической эффективности.

Все перспективные технологии и формы для обработки сигналов можно разделить на две группы [1–4]:

– с несколькими несущими, к которым относятся: OFDM (Orthogonal frequency-division mul- tiplexing), f-OFDM (Filtered-OFDM), W-OFDM (windowed-OFDM), FC-OFDM (Flexible Configured OFDM), V-OFDM (Vector Orthogonal Frequency Division Multiplexing), OSDM (Orthogonal Signal Division Multiplexing), FBMC (Filter Bank Multi Carrier), FBMC-OQAM (The Filter Bank Multi Carrier (FBMC) модуляция с Offset QAM (OQAM известна так же как OFDM-OQAM), FBMC-QAM (filter-bank multicarrier-quadrature amplitude modulation), UFMC (Universal Filtered Multi-Carrier Modulation), GFDM (Generalized Frequency Division. Multiplexing), SP-OFDM (securely precoded OFDM), OTFS (Orthogonal Time Frequency Space), SEFDMOVFDM (Spectrally efficient frequency division multiplexing (SEFDM) overlapped frequency division multiplexing (OVFDM), NOFDM (Non-orthogonal frequency-division multiplexing), P-OFDM (Polar OFDM), FB-OFDM (filter bank based OFDM), Вейвлет-OFDM (discrete wavelet transform-OFDM (DWT-OFDM)), LVDM (Lagrange Vandermonde Division Multiplexing), SNMC (slepian basis-based non-orthogo-nal multi-carrier).

– с одной несущей, к которым относятся технологии: CP-DFT-s-OFDM (Cyclic prefix direct Fourier Transform spread OFDM), ZT/UW-DFT-s-OFDM (Zero-tail DFT-s-OFDM/ Unique Word DFT- s-OFDM), MCAP (Multiband carrierless amplitude and phase), SC-FDM (Single Carrier Frequency Division Multiple Access), SC-A (single carrier amplitude), SC (амплитуда и фаза), OVTDM (Overlapped time division multiplexing), FTN (Faster-than-Nyquist).

Сравнение различных технологий и форматов представления сигналов приводилось в работах [1–4] для различных сценариев передачи и приема данных. В качестве перспективных направлений, учитывая технические требования и особенности функционирования будущих сетей, можно выделить следующие технологии обработки сигналов для передачи данных, отметив их основные свойства:

– CP-OFDM – простой FDE, простая интеграция с MIMO, гибкое управление частотой, низкая сложность реализации, высокий уровень внеполосного излучения (OOBE) и PAPR, строгое требование к синхронизации, низкая производительность для приложений с высокой мобильностью, жестко фиксированный циклический префикс (CP);

– W-OFDM – сочетает все преимущества CP-OFDM и обладает более низким OOBE по сравнению с CP-OFDM, а также низкой спектральной эффективностью или производительностью BER (в зависимости от типа окна);

– OQAM-FBMC – лучшая частотная локализация (т. е. наименьшее OOBE), хорошая спектральная эффективность (без защитной полосы или CP), подходит для приложений с высокой мобильностью, удобно для асинхронной передачи, сложная интеграция MIMO и использование пилот-сигналов, отсутствие устойчивости к межсимвольной интерференции (ISI) из-за отсутствия CP, высокая сложность реализации, повышенное энергопотребление из-за сигнализации дополнительной OQAM;

– GFDM – гибкая конструкция сигнала, хорошая частотная локализация, уменьшенный PAPR, более высокая задержка из-за обработки блоков, сложная интеграция MIMO и использование пи-лот-сигналов, высокая сложность реализации;

– UFMC – хорошая частотная локализация, меньшая длина фильтра по сравнению с поднесущими (т. е. OQAM-FBMC и OFDM ), совместимость с MIMO, отсутствие устойчивости к ISI из-за отсутствия CP, высокая сложность приемника из-за увеличенного размера быстрого преобразования Фурье (БПФ);

– F-OFDM – гибкая степень детализации фильтрации, лучшая частотная локализация, меньшая длина фильтра по сравнению с подне- сущими (т. е. OQAM-FBMC и OFDM), совместимость с MIMO, очень высокая сложность реали- зации;

– CP-DFT-s-OFDM – все преимущества, присущие CP-OFDM, низкий PAPR, высокое OOBE, строгое требование синхронизации, жестко фиксированный CP;

– ZT-DFT-s-OFDM – гибкий защитный интервал, лучшая спектральная эффективность, более низкое OOBE по сравнению с CP-DFT-s-OFDM, строгое требование синхронизации, дополнительная управляющая сигнализация, ограниченная производительность канала для модуляции более высокого порядка;

– UW-DFT-s-OFDM – гибкий защитный интервал, лучшая спектральная эффективность, самый низкий уровень OOBE и PAPR, гибкий защитный интервал.

Разработка метода снижения

PAPR в будущих мобильных широкополосных сетях связи на основе технологии DFT-s-OFDM

Использование мультиплексирования с ор- тогональным частотным разделением каналов (OFDM) является основополагающим способом организации беспроводных сегментов связи в существующих и будущих сетях в прямом и обратном канале. Данная технология обладает рядом преимуществ, например, применение различных схем модуляции для каждой поднесущей, что позволяет адаптивно варьировать помехоустойчивость и скорость передачи информации при компенсации межсимвольной и межканальной интерференции. Благодаря прямоугольной форме огибающей спектра, несмотря на большое количество поднесущих и высокую сложность обработки принимаемых данных, радиочастотный спектр используется с высокой эффективностью. Однако, как известно, OFDM-сигналы обладают достаточно большим минусом – высоким значением PAPR и чувствительностью к частотному и временному рассогласованию [5].

PAPR в общем виде можно выразить с помо- щью выражения:

PAPR { s( t ) }

max |Re ( s( t ) e ^{2 n f} c t )|

E { Re ( s( t ) e ^v2n c )| 2 }

max | s ( t )| 2

E {I J (t)2},

где j ( t ) - сигнал с произвольной модуляцией и сложной последовательностью данных;

Рисунок 1. Структурная схема реализации передающей части с технологией DFT-s-OFDM

s ( t ) - выходной сигнал квадратурного модулятора; f_c – частота несущей.

В связи с этим в случаях, где ограничена зона покрытия для мобильного терминала, можно использовать технологию OFDM с дискретным преобразованием Фурье и расширением спектра с низким PAPR (DFT-s-OFDM). Также большинство многочастотных сигналов можно преобразовать в соответствующие версии с одной несущей. Типичным примером является DFT-s-OFDM. В данном случае предварительное кодирование DFT переносит входные сигналы в частотную область. DFT-s-OFDM позволяет синтезировать блочные одиночные несущие сигналы с различной полосой пропускания путем изменения размера блока DFT-spread, а также учитывает длительность внутреннего защитного интервала без влияния на продолжительность символа. Несмотря на то что технология DFT-s-OFDM показывает низкий уровень ООВЕ по сравнению с OFDM, она обладает более низкой сложностью и гибкостью механизмов реализации технологии, что позволяет управлять параметрами OOBЕ и PAPR за счет использования, например, метода нулевых хвостов, который использует гибкий внутренний защитный период вместо зависимого от полезных данных защитного интервала. Для уменьшения PAPR может применяться формирование спектра в частотной области и добавление циклического префикса для обеспечения возможности однократной коррекции в частотной области на стороне приемника. В DFT-s-OFDM символы данных сначала подвергаются процедуре расширения с помощью блока DFT, а затем подаются на вход блока IDFT. Защитный интервал применяется к началу символа, чтобы избежать межсимвольной интерференции из-за многолучевого канала. Структуру выходного сигнала DFT-s-OFDM можно интерпретировать по-разному. В первом случае такой сигнал можно представить как предварительно закодированную схему OFDM, где предварительное кодирование с помощью DFT направлено на снижение PAPR. Эта ин- терпретация имеет свои достоинства, поскольку может давать разные стратегии предварительного кодирования для достижения наилучших параметров. Другой способ заключается в том, что DFT-s-OFDM можно рассматривать как схему, повышающую дискретизацию символов данных на коэффициент, равный отношению размерности блоков IDFT и DFT, и применение циклического формирования импульса с sinc функцией Дирихле перед вставкой защитного интервала, что эквивалентно формированию сигнала на одной несущей частоте. На рисунке 1 представлена структурная схема реализации DFT-s-OFDM [5].

В DFT-s-OFDM M-размерное DFT-преобразование используется для обработки последовательности данных, которые преобразуются в поднесущие частоты блоком IFFT. Эффект снижения PAPR зависит от способа назначения поднесущих с определенным объемом полезных данных каждому абоненту внутри сети. Существуют два различных подхода к назначению поднесущих между пользователями или организации способа доступа: DFDMA (распределенный FDMA) и LFDMA (локализованная FDMA). DFDMA распределяет M выходных данных DFT по всему диапазону канала связи (всего N поднесущих) с заполнением нулями (N-M) неиспользуемых поднесущих, тогда как LFDMA распределяет выходные данные DFT для M последовательных поднесущих в N поднесущих. Если в DFDMA выходные данные после DFT распределяются по поднесущим с равным частотным интервалом N / M = S, это называется IFDMA (чередующимся FDMA), где S – коэффициент расширения полосы пропускания.

Пусть x [ m ] - входные данные, которые преобразуются при помощи DFT в массив X [ i ] , а затем распределятся следующим образом:

' X [ k/S ] , k = Sm 1 ,

X [ k ] =

m , = 0,1,2,..., M - 1;

0, k Ф Sm1,

^ m 1 = 0,1,2,..., M - 1.

Рисунок 2. Показатель PAPR OFDM, IFDMA, LFDMA и ZT-LFDMA при 16-QAM

Выходная последовательность IFFT для

IFDMA (частный случай DFDMA, 5 с [ n ] при n = Ms + m , s = 0,1,2, .„, S - 1 и m = 0,1,2,..., M - 1 имеет вид

M - 1         - j 2 n pk

При S ^ 0, X[k]=I 05[p]e   N уравне ние (5) имеет вид:

N — 1          n"l

x [ n ]=I x [ k ] e N =

N k = 0 M - 1            .. Ms + m

1 1                j ²ⁿ^^— mm

=           X [ m . ] e ^M ,

SM1,  [ 1 ]

1 j n ( M zfc Sm

5 с [ n ] = 5 с [ Sm + s ] = —e     ^SM

X

M - 1

X -

M p = 0

■ ( _ s

Sin П

I S

M sin I n

Sm + s p

-

X

который оказывается аналогичным входным сигналом x [ m ] масштабированный 1/ S во временной области.

SM M

X

jnp"          I e Mx [ p ] I.

Для распределения DFT в LFDMA на вход обратного преобразования Фурье (ОПФ) поступает X [ k ], который можно выразить с помощью

X [k ] =

' X [ k ] , к = 0,1,2,..., M - 1;

0, k = M , M + 1,..., N - 1.

Из уравнений видно, что сигнал LFDMA во временной области становится масштабированной в 1/ S раз копией входной последовательности, кратной S во временной области. Промежуточ-

Выходная последовательность IFFT 5 с [ n ] при n = Sm + s , s = 0,1,2, ..., S - 1 выражается как

ные значения получаются путем суммирования всех входных последовательностей с различным комплексным весовым коэффициентом [5].

X [ n ] = 5 [ Sm + s ] =

1 1 M - ¹           j 2 n Smk

= 1— YX [ k ] e SM

SM1 [ ]

При S = 0

.

M - ¹ _        j 7 , - Smk

X [ n ] = X [ Sm ] = — ^X [ k ] e ^SM N k = 0

1 1 M - ¹          j 2 n mk    1

= SM I ^{X [ k ]} e ^M = S^{x [ m ]} .

Результаты моделирования

Исследование значения PAPR с использованием технологии DFT-s-OFDM проводилось в среде MATLAB. Результаты анализа влияния различных вариантов расстановки поднесущих частот на величину PAPR в DFT-s-OFDM при различных вариантах метода доступа и технологии ZT-DFT-s-OFDM с методом доступа LFDMA (далее ZT-

Рисунок 3. Показатель PAPR OFDM, IFDMA, LFDMA и ZT-LFDMA при 64-QAM

LFDMA) приведены на рисунках 2, 3. Результаты сравнивались с технологией OFDM.

Использовались следующие параметры моделирования: режим модуляции: 16-QAM, 64-QAM; размерность DFT: N = 512 (общее количество поднесущих); размер обрабатываемого блока полезных данных или поднесущие с данными M = 64; коэффициент расширения полосы пропускания N / M = S = 4; количество итераций обработки данных 10000; в качестве защитного интервала использовалась 1/ 4 часть полезного символа, а в ZT-DFT-s-OFDM используются нулевые защитные интервалы и поднесущие для выравнивания размерности FFT.

На рисунках 2, 3 отображено сравнение PAPR OFDM сигнала и DFT-s-OFDM (LFDMA и IFDMA) при различных размерностях модуляции QAM, а также Zero-Tail LFDMA.

Из рисунков 2, 3 можно сделать вывод, что технология DFT-s-OFDM имеет значительно меньшее значение PAPR, чем OFDM. Сравнивая методы распределения поднесущих LFDMA и IFDMA, заметим, что показания PAPR у IFDMA значительно меньше, чем у LFDMA, но вследствие более сложной реализации данной технологии обработка сигнала на передающей и приемной стороне будет более длительной, что скажется на вычислительных ресурсах системы. Сопоставив LFDMA и ZT-LFDMA заметим, что PAPR ZT-LFDMA выше на 0,2–0,4 дБ, однако ис- пользование ZT-LFDMA позволяет обеспечить более низкое внеполосное излучение, что позволяет снизить как внутриканальную, так и межканальную интерференцию.

Далее рассмотрим влияние различных типов формирующих фильтров при обработке поднесущих частот на значения PAPR DFT-s-OFDM в режиме IFDMA, LFDMA с модуляцией 16-QAM и различными коэффициентами скругления спектра после IFFT-преобразования на передающей стороне (рисунок 4).

В качестве формирующих фильтров использовался фильтр типа «приподнятого косинуса» (RC) и модифицированный фильтр типа «приподнятого косинуса» BTRC [6], которые обладают следующими частными характеристиками:

, _x , _x cos ( na fT )

PRC (f ) = sin c ( fT)           2 ,

1 - ( 2 a fT )

^P BTRC ( ^f ) = sin c ( fT )^X

2pfT sin (nafT) + 2 cos (nafT)-1(9)

X                / ™xi,

1 + ( 2 P fT )

где a - коэффициент скругления, а p = na/ In 2 -постоянный параметр импульса BTRC.

На рисунке 4 показаны характеристики PAPR для метода расширения DFT с IFDMA и LFDMA в зависимости от коэффициента скругления фильтра RC и BTRC для формирования импуль-

Рисунок 4. Показатель PAPR IFDMA, LFDMA c использованием RC и BTRC фильтра при 16-QAM

сов после IFFT. Из этих рисунков видно, что производительность PAPR IFDMA может быть значительно улучшена за счет увеличения коэффициента скругления от 0,1 до 0,5. Данный результат отличается от LFDMA, где формирование импульса имеет не такое критичное влияние на качество сигнала. Технология IFDMA таким образом будет иметь компромисс между избыточной пропускной способностью и производительностью PAPR, поскольку избыточная пропускная способность увеличивается по мере роста коэффициента скругления.

Далее рассмотрим, как на производительность PAPR в DFT-s-OFDM влияет количество подне- сущих М, которые выделяются каждому пользователю (рисунок 5).

На рисунке 5 показано, что значения PAPR для LFDMA при использовании формирующих фильтров с коэффициентом скругления 0,4 уменьшаются с увеличением количества поднесущих M . При моделировании использовалось различное количество поднесущих М = 64, 256; режим модуляции 16-QAM; N = 512 отчетами в DFT.

Таким образом, предложенный метод снижения PAPR на основе использования технологии DFT-s-OFDM имеет ряд значительных преимуществ и позволяет за счет дополнительной обработки добиться снижения PAPR, а интеграция

7.5

PAPRQ[dB]

16-QAM CCDF 612-размерность ДПФ 10000-количество блоков для итерации

LFDMA BTRC, а=0 4; Nd= 64

LFDMA RC, a=0.4. Nd= 64

LFDMA BTRC, a=0.4; Nd=266

LFDMA RC, a=0 4. Nd=256

Рисунок 5. Показатель PAPR LFDMA, LFDMA c использованием RC и BTRC фильтра при разных M

с технологией ZT-DFT-s-OFDM позволяет значительно уменьшить OOBE, что дает возможность более эффективно использовать каналы связи в условиях жестких частотных ограничений.

Заключение

В данной работе проведен анализ PAPR для сигналов с DFT-s-OFDM в различных его модификациях в беспроводных сетях, приведены различные технологии формирования DFT-s-OFDM сигнала для реализации в будущих мобильных широкополосных сетях связи. Результаты моделирования показывают, что использование различных методов доступа позволяет добиться уменьшения PAPR, однако необходимо учитывать сложность обработки и выделения нужных поднесущих на мобильном терминале у абонента, что в конечном итоге может сказаться на увеличении времени обработки приходящих блоков данных и вызвать задержки. При использовании формирующих фильтров в обработке поднесущих частот с различными коэффициентами скругления спектра можно дополнительно повысить энергетическую эффективность. При этом величина PAPR в этом случае зависит от размерности DFT-преобразования, а также формы среза спектра формирующего фильтра, что позволит минимизировать вычислительные ресурсы в зависимости от состояния канала.

Исследование выполнено за счет гранта Министерства науки и высшего образования РФ в рамках выполнения работ по Государственному заданию ФГБОУ ВО УГАТУ # FEUE-2020-0007 по теме «Теоретические основы моделирования и семантического анализа процессов преобразования вихревых электромагнитных полей в инфо-коммуникационных системах» и за счет гранта Президента Российской Федерации для государственной поддержки молодых российских ученых – кандидатов наук (МК-1006.2022.4).