Электрофлуктуационный метод оценки качества биполярных транзисторных структур
Автор: Конторович М.Л., Черторийский А.А., Широков А.А.
Журнал: Известия Самарского научного центра Российской академии наук @izvestiya-ssc
Рубрика: Физика твёрдого тела и твердотельная электроника
Статья в выпуске: 1 т.1, 1999 года.
Бесплатный доступ
Обсуждаются задачи, относящиеся к применению параметров и характеристик НЧ шума для оценки качества транзисторных структур. Предложена физическая эквивалентная шумовая схема транзисторной структуры, учитывающая неоднородность токораспределения по площади эмиттерного перехода и влияние распределенных сопротивлений активн ых областей. Обсуждается возможность использования предложенной схемы для анализа экспериментальных результатов и обоснованного выбора режимов и условий измерения НЧ шума в задачах диагностики транзисторных структур. Результаты теоретического анализа подтверждаются экспериментом.
Короткий адрес: https://sciup.org/148197513
IDR: 148197513
Текст научной статьи Электрофлуктуационный метод оценки качества биполярных транзисторных структур
Ульяновское отделение Института радиотехники и электроники РАН
Обсуждаются задачи, относящиеся к применению параметров и характеристик НЧ шума для оценки качества транзисторных структур. Предложена физическая эквивалентная шумовая схема транзисторной структуры, учитывающая неоднородность токораспределения по площади эмиттерного перехода и влияние распределенных сопротивлений активных областей. Обсуждается возможность использования предложенной схемы для анализа экспериментальных результатов и обоснованного выбора режимов и условий измерения НЧ шума в задачах диагностики транзисторных структур. Результаты теоретического анализа подтверждаются экспериментом.
Возможность применения параметров и характеристик электрических флуктуаций тока (напряжения) со спектром типа 1/f, возникающих в изделиях электронной техники (ИЭТ) для оценки их качества и прогнозирования физической надежности изучается в течение многих лет [1-5]. В литературе этот тип флуктуаций часто называют фликкер-шумом, избыточным шумом, низкочастотным шумом (НЧ шум). В целях краткости будем пользоваться в дальнейшем названием НЧ шум. Интерес к указанному типу флуктуаций обусловлен тем, что уровень НЧ шума и другие его характеристики в сильной степени зависят от концентрации неконтролируемых дефектов, возникающих как на поверхности, так и в объеме ИЭТ (загрязнения, нарушения целостности защитного окисла, микротрещины, дислокации, несовершенство контактов и т.п.), то есть НЧ шум должен обладать высокой информативностью в задачах диагностики ИЭТ. В этом направлении получен ряд положительных результатов. Так можно считать твердо установленным: ИЭТ, уровень шума которых на три - четыре порядка превышает среднестатистическое значение для генеральной совокупности, имеют крайне низкую надежность; изделия, уровень НЧ шума которых растет в процессе испытаний, отказывают на ранней стадии работы изделия [4]. Вместе с тем, хорошо известны случаи, когда ИЭТ, имевшие низкий уровень НЧ шума, отказывали в процессе испытаний раньше «шумящих»; с другой стороны, отнесенные по уровню НЧ шума к потенциально ненадежным - при испытаниях не отказывали. Причина такого несоответствия, имеющего место при использовании параметров НЧ шума в качестве информативных в задачах диагностики ИЭТ, остается невыясненной до сих пор. В [3] отмечается, что для получения достоверной оценки качества транзисторов по результатам измерения НЧ шума необходимо тщательно обосновывать режим его измерения. Известно, что параметры и характеристики НЧ шума зависят от протекающего через изделие тока, приложенного напряжения, сопротивления источника сигнала (в случае транзисторной структуры) и внутренних физических параметров ИЭТ. Не учет этих факторов может дать любой результат, в том числе и противоположный ожидаемому.
В настоящей работе ставится задача выяснения условий и режимов измерения параметров НЧ шума, при которых обеспечивается наиболее высокая достоверность выявления потенциально ненадежных биполярных транзисторных структур. Анализ проведен методами теории шумящих четырехполюсников и физических шумовых эквивалентных схем.
Из теории шумящих четырехполюсников известно, что исследуемый транзистор можно представить нешумящим с вынесенными двумя генераторами шумов, между которыми, в общем случае, может быть статистическая
Рис. 1. Физическая шумовая эквивалентная схема биполярной транзисторной структуры
связь [3]. Обычно электрические шумы приводятся ко входу исследуемого прибора. В этом случае шумовыми параметрами являются: генератор шумовой ЭДС ^^2, включенный последовательно со входом, генератор шумового тока 2 , шунтирующий вход, и коэффициент корреляции между ними.
Генераторы шумовой ЭДС и шумового тока вычислим с помощью физической шумовой эквивалентной схемы биполярной транзисторной структуры, показанной на рис.1.
При составлении указанной схемы учитывались следующие основные особенности транзисторной структуры. Здесь в рассмот рение приняты только источники электрических флуктуаций со спектром типа 1/f и локализованные в областях эмиттерного и коллекторного переходов. С учетом этого введены сопротивление пассивной и активной области эмиттерного перехода, соответственно; а! , а-1эа - токи коллектора пассивной и активной областей, соответственно, где а- коэффициент передачи по току; ^Л = кп ,
2а = ка - шумы утечки пассивной и активной областей коллекторного перехода, соответственно; гкп , гка - дифференциальное сопротивление пассивной и активной областей коллекторного перехода, соответственно; Rh - сопротивление нагрузки. Анализ проведен при следующих допущениях: шум пере дается со входа транзистора на выход только через эквивалентные генераторы тока а-1эп и а-1эа; все сопротивления активные, что достаточно хорошо выполняется в области низких частот; коэффициент передачи по току аа от частоты не зависит; сопротивления кол лекторного перехода гкп , гка велики, т.е.
источники шума: , 2 = - тепловые шумы
V Rr Rr
г кп , г ка >> г бп , г ба
г эп
гэа .
сопротивления генератора Rr;

бп
В соответствии с принципом суперпо
зиции, флуктуационный ток в нагрузке будет
тепловые шумы сопротивления пассивной базы г, ; J 2 = - тепловые шумы сопро- бп “ у ба ба к тивления активной базы г, ; J 2 = - низ-ба эп эп кочастотные шумы пассивной области эмиттерного p-n перехода; ^2" = - низкочастотные шумы активной области эмиттерного p-n перехода; гэп , гэа - дифференциальное представлять сумму токов от всех источников. Нас в дальнейшем будут интересовать наиболее важные в рассматриваемом случае составляющие шумового тока, обусловлен ные источниками эп, . На исследование этих составляющих мы в дальнейшем и ориентируемся. Расчет по приведенной эквивалентной схеме дает следующие выражения для составляющих шумового тока в нагрузке.
Т2 = ф + 1) 2 - R 2 - i^
1 [R i + ф +1) - Г эп ] 2
eг
Г ^1 Тдд^ч^+ l в ) [ rt. + rt. + (в +1)-Гз ]2 •
а где р - - - коэффициент передачи по
1-а току в схеме с общим эмиттером;
+г ^1 1
l в )
Г, 2 - [ Г^ + Г з. - ( в + 1)]2 rr i
[ Г,. + r,. + ( в + 1) - Г з ]2 3€
i 2
- (- + ) . г V ба эа 7
бп + б + г ба эа
,
(в+1) 2 - R 2 - £
[R 2 + ф + 1) - Г эа ] 2
где э — эп + эа = 1
э
эп
+
эа
где
- (- + )
__ г V бп эп 7
2 ба + й + г бп эп
•
Эквивалентный шумовой ток определим из соотношения
Тогда
Н Х.Х. г-»
" 2 , где i х.х. =Р i х.х.
Суммируя (1) и (2), получим выражение для шумового токавнагрузке: _ ч — (Р+1)2 - R2 -12. + (в+1)2-R 2 - г " [R1 + (Р +1)- г„]2 [R2 + (в +1) - г,]2 (3)
При коротком замыкании по входу, т.е.
R = 0:
— — н ■ 1, - r - , + ' e + 1, - r - ,
’ [Г бп + ( в + 1) - Г эп ] 2 [Г ба + ф + 1) - Г эа ] 2 (4)
При разомкнутом входе, т.е. г - ^
2 —Г в ±1 1
l в +Г в ±- 1 2
l в )
( rf + Г,. + г з€ )2 i2 з 2
)
[ r,. + rf. + г з€ + ( в + 1) - г з^ ]2
( rf + r,. + г з^ )2 - 2 з€
[ Г,. + , + г з^ + ( в + 1) - г з€ ]2
+
i У — ( в + 1)2 - ( rf + rf + Г з€ )2 - 2 з2 +
1 ' '" [ rf + Г ,- + Г з€ + ( в + 1) - Г з. ] 2
+ ( в + 1)2 - ( rf + rf + Г з- )2 - 2 2€ ’ (5)
[ Г,. + f,. + r3. + ( Р + 1) - r 3€ ]2
Среднеквадратическое значение напряжения шума 0 , приведенное к входу исследуемого транзистора при C = 0 определим из хорошо известного соотношения [3] = + ^.--2+ (10)
ш 1 г 1 Rг V 7
где R — 4 - - - г - А - тепловой шум сопротивления генератора.
Учитывая (7), (9) и (10), окончательно получим
Эквивалентную шумовую ЭДС 2 опре
делим как
U 2
где
u к.з.
_ 2 2
2 __ н к.з. н
— 2
u к.з.
г в + 1 ] ’
1 в 7
Г 2 . - [ Г ,. + Г з€ - ( в + 1)]2 +
[ Г ,. + Г ,. + ( в + 1) - Г з ]2
+ ( Г ,. + Г ,. + Г з€ )2 - R <
[ Г ,. + Г ,. + Г з€ + ( в + 1) - Г з^ ]2
L 2 з 2 +
- коэффициент усиле
Г в + 1 1 2
ния по напряжению при коротком замыкании по входу;
— [ бп + эп - (Р + 1)] - [ + эа - (Р + 1)]
вХ бп + ба + ( эп + эа ) - ( в + 1) '
l в )
Г, 2 - [ Г,. + Г з. - ( в + 1)] 2 +
[ Г ,. + Г ,. + ( в + 1) - Г з ] 2
+ ( Г,. + Г,. + Г з. ) 2 - R<2
[ Г,. + Г,. + Г з. + ( в + 1) - Г з€ ] 2
Тогда (6) окончательно запишется в виде
+ 4-k-T-Rr-Af (11)
Выражение (11) показывает, что среднеквадратичное значение шумового напряже-
ния сложным образом зависит от внутренних физических параметров транзистора, в том числе и от электрического режима его работы. В целях удобства дальнейшего анализа введем следующие обозначения:
б 2 п " [ ба + эа " ( в + 1)] 2
[ бп + ба + э " ( в + 1 )] 2 ’
б 2 " [ бп + эп " ( в + 1 )] 2
[ бп + ба + э " ( в + 1 )] 2 ’
где к- коэффициент, зависящий от состояния поверхности и объема структуры и характеризующийся сильным разбросом от прибора к прибору’ 1к - ток коллектора (1к = аА’ n, m - коэффициенты, величина которых не превышает 2 (теоретическое значение 2)’ f -частота’ Af - эквивалентная шумовая полоса частот, в которой производится измерение шума.
С учетом (11), (13) выражение (12) примет следующий вид:
(А + + ) 2
__________ V бп _____ ба _____ эа / ____________
[ + + + ■ (В +1)]2 ’ бп ба эа эп
9 1
U2 = ( A + C ■ R 0) ■ k ■ +
^ v < / • в 2 f
(А + « + ) 2
__ ___________ V бп ______ ба ______ эп ' _____________
= [ „ + + + ■ (В +1)] 2 • бп ба эп эа
Тогда (11) примет более простой для ана лиза вид:
+ ( B + D ■ R 0 ) ■ k.
I le ■A f в 2 ■ f
ш
= ( +
2 ) ■ 2 + ( + г эп
■
2 ) ■ 2
г эа (12)
На рис. 2 показаны зависимости коэффициентов а, в, с и d стирка эмдаерчтри рб^ЧМучМоэДО A, в, с и D являются функцией 1э, гбп , гба, в и эта зависимость в широком диапазоне токов является нелинейной. Наибольшее изменение по аб
солютному значению при изменении гбп испытывает коэффициент A и, как следствие, составляющая НЧ шума от генератора шумо
вого тока 2 . Зависимость коэффициента В от гбп проявляется только в области достаточно больших токов эмиттера. Сопротивление гба влияет в сильной степени на все коэффициенты, входящие в (12). Отсюда следует вывод о том, что экспериментально измеренный и приведенный ко входу исследуемого транзистора шум и его зависимость от электрического режима сложным образом зависит как от внутренних, определенных технологией изготовления физических параметров (гбп, гба, в, 0 ), так и внешних, поддающихся управлению параметров (R, 1э). Входящие в выражение (12) генераторы шумового тока 2 п, 2 а в общем случае имеют вид [1, 2, 3 ]:
ш
n ■А em ■
,
где кп, ка - коэффициенты, характеризующие состояние поверхности и объема, соответственно’ I , 1эа - приповерхностная и объемная составляющие тока эмиттера, учитывающие неравномерность распределения тока по площади эмиттерного перехода.
Следует отметить, что входящие в (14) коэффициенты кп и ка, а также токи I и I имеют существенно разные величины. Коэффициент кп на один и более порядков превышает ка, так как степень легирования приповерхностной области эмиттерного перехода значительно выше объемной, лежащей под эмиттером, и, как следствие, дефектность структуры в этих областях (неоднородности, дислокации и т.п.) оказывается также на один и более порядков выше объемной области. Различие в величине токов I и I обусловлено неравномерностью токораспределения из-за падения напряжения на активном сопротивлении базы и может достигать 30 % и более.
На рис.3, с учетом сделанных замечаний, показаны зависимости 2 от тока эмит-ш тера, построенные по (14) и измеренные экспериментально у транзистора типа 2Т908А на частоте 1 кГц. Видно, что в диапазоне изменения тока от 0.01 А до 0.2 А имеется хорошее согласие теоретических и экспериментальных кривых. В области токов от 0.2 А до 1.0 А заметно их расхождение. Причина слабой зависимости 2 от тока в диапазоне ш



Рис. 2. Зависимости коэффициентов A, B, C и D от тока эмиттера при различных значениях гбп и гба: а), б), в) - гба=4 Ом, гбп=0.1...0.5 Ом; г), д), е) - гба=1...9 Ом, гбп=0.1 Ом

0.2^0.5 А, как выяснено в независимом эксперименте по исследованию температурных и токовых зависимостей прямого падения напряжения Иэб, обусловлена перераспределением тока по площади эмиттера и, в конечном счете, локализацией его в пределах малых областей. То есть из зависимости 2 от ш тока эмиттера имеется возможность получать информацию о степени однородности токо-распределения по площади эмиттера.
На рис.4 и рис.5 представлены теорети ческие и экспериментальные зависимости 2 от сопротивления источника сигнала R ш г при различных значениях гбпи 1э. Видно, что в этом случае имеются две области: 2 =const (для Rг<<1 Ом) и 0 =F( 2) (для Rr>10 Ом). Промежуточная область является переходной и зависит от величин гбп и 1э. Для решения нашей задачи диагностирования состояния структуры наибольший интерес представляет ход рассматриваемой зависимости 0 от

Рис. 3. Зависимость U 0 от тока эмиттера для различных значений г6п и г 6д . 1- r=0.3 Ом, r6=1 Ом; 2 - r6n=0.1 Ом, г6а=3 Ом; 3 - г6п=0.1 Ом, г6=1 Ом; 4 -данные эксперимента

Рис.4. Зависимость U2 от сопротивления источника сигнала Нг при 1э=0.2 A, r =1 Ом и различных значениях г6п: 1 - г6п=0.3 Ом; 2 - г6п=0.2
Ом; 3 - г6п=0.1 Ом; 4 - данные эксперимента
гбп. Из рис.4 видно, что с ростом гбп переходный участок кривой смещается в область больших значений Rr. Отсюда можно сделать вывод о том, что зависимость 0 =F( 2 ) при I3=const можно использовать для получения оценок величины гбп. Из [8] известно, что гбп повышает температурную стабильность транзистора при работе его в режиме больших токов.
В целях проверки изложенных соображений проведены испытания кремниевых мощных транзисторов на воздействие повышенных нагрузок. Исследовались транзисторы типа KT803A в количестве 50 штук. Испытания проводились при Ик= 30В, 1к=1.5 А, Тк = 120°С в течение 8час. Перед испытанием измерялись основные электрические параметры, а также шумовые параметры на частоте 1 кГц в режиме Ик=20В, 1к= 0.2 А, Rr равном 1 Ом и 2 Ом. За критерий качества был принят коэффициент KR, определяемый как отношение шумового напряжения, измеренного при Rr равном 2 Ом к шумовому напряжению, измеренному при Rr равном 1 Ом. Статистическая обработка результатов измерения по коэффициенту KR показала, что транзисторы по величине KR подчиняются распределению Пирсона. На рис.6 показана корреляционная связь между величиной коэффициента KR и процентом отказов транзисторов, сгруппированных в интервалы по вели чине этого коэффициента. Видно, что с ростом коэффициента KR , что соответствует уменьшению гбп , надежность транзисторов снижается. То есть коэффициент KR можно использовать в качестве информативного параметра при оценке качества транзисторных структур на основе шумовых измерений.
На основе проведенных исследований и данных других авторов можно сделать следующие выводы о возможности использования параметров и характеристик НЧ шума в задачах диагностики транзисторных структур:
-
1) Уровень НЧ шума, измеренный у реальных транзисторов и превышающий по величине на три, четыре порядка среднеста-
- Рис.5. Зависимость U2 от сопротивления источника сигнала Нг при r =1 Ом, г6п=0.1 Ом и различных значениях 1э:
1 - 1э=5 A; 2 - 1э=1 A; 3 - 1э = 0.1 A; 4 - 1э = 3 A (данные эксперимента);
5 - 1э = 0.2 A (данные эксперимента)

Рис. 6. Корреляционная связь между величиной коэффициента КК и процентом отказов транзисторов, сгруппированных в интервалы по величине этого коэффициента тистическое значение, свидетельствует о крайне низкой надежности транзисторной структуры;
-
2) Уравнение (14), полученное на основе анализа предложенной физической шумовой эквивалентной схемы, достаточно хорошо описывает зависимость шумовых параметров и характеристик от физических параметров транзисторной структуры и режима ее работы и позволяет методом последовательных приближений получать оценки таких важнейших параметров как гбп и гба;
-
3) По аномальным участкам в зависимости 0 =Р(1э) представляется возможность выявления транзисторных структур с локализацией тока и получения оценок величин этих токов;
-
4) Температурную стабильность транзисторных структур можно оценивать по вели
чине коэффициента KR, равного отношению шумовых напряжений, измеренных при двух значениях Rr.