Облучающая система следящей приемо-передающей двухзеркальной антенны C/K-диапазонов

В настоящее время в составе наземных станций спутниковых систем связи широко применяются многодиапазонные двухзеркальные антенны (МДЗА). При построении МДЗА используются достаточно сложные облучающие системы, которые обеспечивают прием и передачу высокочастотных (ВЧ) сигналов в нескольких частотных диапазонах одновременно на двух ортогональных поляризациях, вращающихся или линейных [1]. Облучающие системы состоят из многодиапазонных гофрированных рупоров и волноводных сборок из устройств, которые, осуществляя частотную и поляризационную селекцию принимаемых/пере-даваемых сигналов, совмещают порты приемных и передающих каналов [2; 3].

Для получения предельных значений кросс-поляризационной развязки в одноименных каналах приема и передачи сигналов позиционирование электрической оси МДЗА в направлении на космический аппарат (КА) должно обеспечиваться в 1 дБ-контуре основного лепестка диаграммы направленности (ДН) антенны.

В стационарных станциях такая точность позиционирования электрической оси МДЗА обеспечивается методами: программного слежения по рассчитанным во времени угловым координатам КА или экстремального регулирования по данным измерения уровней принимаемых сигналов при смещении антенны с направления на КА [4].

В случаях, когда станции космической связи базируются на подвижных носителях, например на кораблях, при движении корабля, воздействии качки и иных дестабилизирующих факторов методы программного и экстремального слежения не смогут обеспечить удержания МДЗА в направлении на ИСЗ. Для решения этой проблемы, как правило, применяют моноимпульсный метод слежения, основанный на использовании суммарных и разностных диаграмм направленности. При реализации моноимпульсного метода в зеркальных антеннах формирование суммарных и разностных диаграмм направленности осуществляется многомодовым возбуждением излучающего раскрыва облучающей системы. Такой раскрыв может быть образован апертурой многодиапазонного гофри-

[S^H © Козлова Л.Н. и др., 2024

Рис. 1. Облучающая система: 1 - рупор K(Rx); 2 - АР 2 х 2 C(Rx);

3 - АР 2 х 2 C(Тx)

Fig. 1. Radiation system: 1 - horn K(Rx); 2 - AP 2 х 2 C(Rx); 3 - AP 2 х 2 C(Tx)

рованного конического рупора при возбуждении его доминантной модой Н 11 и модами высших типов; или многоэлементным облучателем, образованным излучателями разных частотных диапазонов.

В этой связи облучающие системы МДЗА должны обеспечивать совмещение не только каналов приема и передачи ВЧ-сигналов, но и пеленгационных каналов для построения моноимпульсной системы слежения.

Целью настоящей статьи является исследование возможности создания облучающей системы, обеспечивающей в МДЗА совмещение приема и передачи сигналов в разнесенных диапазонах с полосами частот С(Rx) – 21 %, С(Tx) – 16 % и K(Rx) – 21 %, с реализацией в обоих приемных диапазонах моноимпульсной системы углового автосопровождения.

Решаемые задачи.

• 1.    Разработка трехдиапазонной облучающей системы, обеспечивающей реализацию автосопровождения в обоих приемных диапазонах.

• 2.    Анализ характеристик трехдиапазонной облучающей системы, обеспечивающей реализацию приема и автосопровождения в обоих приемных диапазонах.

Прежде всего необходимо отметить, что построение трехдиапазонной облучающей системы, обеспечивающей автосопровождение в С(Rx) и K(Rx) диапазонах на основе рупорного облучателя с единым раскрывом определяет такой входной диаметр рупора, при котором возбуждается большое число высших мод в K(Rx) диапазоне, что приводит к значительному снижению КУ и крутизны пеленгационной характеристики (ПХ).

Еще один вариант построения трехдиапазонной облучающей системы с реализацией авто- сопровождения может быть выполнен на основе рупора, обеспечивающего в K(Rx) диапазоне прием сигнала и автосопровождение ИСЗ путем формирования высшей моды и четырех рупоров, обеспечивающих суммарную и разностную ДН для приема и автосопровождения ИСЗ в C(Rx) диапазоне, а также передачи в С(Тx) диапазоне. Однако в этом случае необходимые параметры рупора для совмещения С(Rx)/С(Тx) не позволяют обеспечить формирование необходимых суммарных и разностных ДН в С-диапазоне.

Таким образом, реализация облучающей системы МДЗА, обеспечивающей совмещенный прием/ передачу сигналов в широко разнесенных диапазонах С(Rx)/С(Тx)/K(Rx) и автосопровождение ИСЗ моноимпульсным методом в обоих приемных диапазонах С(Rx) и K(Rx), может быть выполнена только на основе применения комбинации разных типов излучателей и устройств, а также способов формирования суммарных и разностных каналов.

С учетом того что облучатель диапазона K(Rx) на основе многомодового гофрированного конического рупора будет иметь диаметр раскрыва, сопоставимый с длинами волн С(Тх) и C(Rx) диапазонов, облучающая система может быть выполнена в виде комбинации этого облучателя, установленного по оси, и двух облучателей диапазонов С(Тx) и С(Rx) с апертурами антенных решеток (АР) 2 х 2, образованными излучающими элементами (ИЭ), расположенными вокруг конического рупора (приведено на рис. 1). Такое построение облучающей системы позволит, во-первых, проводить независимую оптимизацию формируемых информационных каналов для достижения предельных энергетических характеристик МДЗА, во-вторых, реализовать моноимпульсное слежение в обоих приемных диапазонах, в C(Rx) диапазоне -по 4-рупорной схеме, а в K(Rx) диапазоне - при возбуждении рупора гибридной модой НЕ 21 .

Для реализации трехдиапазонной облучающей системы в качестве ИЭ АР C(Rx) и C(Тx) диапазонов использовались антенны поверхностных волн, направленность которых определяется не поперечными, а осевыми размерами. К таким антеннам относятся диэлектрические стержневые антенны, возбуждаемые волноводами круглого сечения, которые могут поддерживать распространение гибридной моды НЕ ₁₁ и, соответственно, иметь ДН с осевой симметрией [5].

Однако продольным излучателям присуще осевое изменение положения фазового центра в полосе частот. Поэтому для минимизации снижения

Рис. 2. Диэлектрический стержень ИЭ

Fig. 2. Dielectric rod of the radiating element

КИП из-за дефокусировки МДЗА в диапазонах С(Rx) и С(Тx) антенные решетки должны располагаться относительно вторичного фокуса зеркальной системы в положениях P ₀ , при которых смещения фазового центра из плоскости вторичного фокуса на нижней и верхней частотах, приведенные к длине волны, одинаковы. Положения P ₀ определяются из соотношения

P 0 =

P H ^Xb + P B ^Xh П D В Н

XH + Хв Н В

где Р _н и Р _в - расчетные положения фазовых центров ИЭ на нижней и верхней частотах диапазонов С(Rx) и С(Тx).

Выбор параметров диэлектрических стержней позволил минимизировать уровень боковых лепестков ДН в обеих АР и, соответственно, увеличить долю энергии, перехватываемую КР.

Моделирование АР 2 х 2 C(Rx) диапазона и АР 2 х 2 С(Тх) диапазона проводилось с ИЭ, имеющими расстояния между осями 1,25XC(Rx) и 1,5XC(Tx), определенными при диаметре внешней стенки центрального рупора 5XK(Rx), с проведе- нием оптимизации геометрических параметров диэлектрических стержней для минимизации уровня боковых лепестков и, соответственно, уменьшения мощности за пределами угла облучения КР.

Конфигурация диэлектрических стержней с возбуждаемыми волноводами круглого сечения используемых в ИЭ диапазонов С(Rx) и С(Тx) показана на рис. 2.

Соотношение (2), приведенное в [5], позволяет с достаточной точностью оценить потери а ( dB ), вносимые излучающей частью диэлектрических стержней длиной L:

а ( dB ) = 27,3 QF tan 5 L . (2) ^r X

При изготовлении стержней из арфлона с s _r = 2,2 и tan 5 = (1 ^ 3) • 10 - 4 , имеющих коэффициент заполнения QF ~ 0,3 и длину излучающей части стержней ~5,5 X , вносимые потери в C(Rx) диапазоне составят ~0,02 дБ.

На рис. 3 представлен общий вид облучающей системы.

Основным общепринятым показателем эффективности МДЗА являются значения коэффициен-

Рис. 3. Апертура облучающей системы Fig. 3. Aperture of the irradiation system

та усиления (КУ) по каналам приема и передачи сигналов, а также крутизны ПХ, которые зависят от реализуемых коэффициентов использования площади (КИП) раскрыва в диапазонах частот каналов. Для достижения высоких значений КИП в МДЗА, как правило, применяются зеркальные системы, выполненные по схеме Кассегрена с профилированными поверхностями зеркал. Профили зеркал рассчитываются при задании их линейных и угловых размеров и функции F o ( 0 ), описывающей ДН облучателя по мощности, исходя из формирования в апертуре равномерного или близкому к нему распределения энергии электромагнитного поля.

Апертурный КИП h _А при отличии ДН первичного облучателя F ( 0 ) от функции F o ( 0 ), использовавшейся при расчете поверхностей зеркал двухзеркальной системы с равномерным распределением поля в апертуре, может быть определен из соотношения [6–8]:

^h A =

f ₀0 [ F o ( 0 ) ] ¹/² [ F ( 0 ) ] ¹/^{2 si}n 0 d 0

• ⁰o , ч            , Г⁰о , ч            ,

F ( 0 )sin 0 d 0    F ( 0 )sin 0 d 0

00              0

Коэффициент, учитывающий «перелив» энергии за края КР, определяется как отношение мощности, перехватываемой КР, к общей мощности:

F ( 0 )sin 0 d 0

neP    rn

F ( 0 )sin 0 d 0

Так как коэффициенты h _A и h _пер вносят основной вклад в итоговый КИП, то выбор и оптимизация конфигурации раскрыва и параметров облучающей системы должны проводиться вместе с оптимизацией параметров зеркальной системы МДЗА по критерию достижения максимальных значений произведения h _A h _пер в каждом частот-

Рис. 4. Суммарные и разностные ДН АР 2 х 2 C(Rx)

Fig. 4. Total and difference radiation pattern of AR 2 х 2 C(Rx)

Рис. 5. Суммарные ДН АР 2 х 2 С(Тх)

Fig. 5. Total radiation pattern of AR 2 × 2 C(Tx)

ном диапазоне при их допустимых изменениях в полосе частот.

Рис. 4 и 5 содержат суммарные и разностные ДН АР 2 х 2 C(Rx) и суммарные ДН АР 2 х 2 С(Тх) в основных плоскостях на нижних (сплошная линия), средних (пунктирная линия) и верхних (штрихпун-ктирная линия) частотах диапазонов.

Из анализа представленных суммарных ДН следует, что обе АР 2 х 2 обеспечат облучение КР основным лепестком ДН во всей полосе рабочих частот при условии выбора углового полуразмера КР 0О не более 17°. ДН на основной и кросс- поляризациях на средней частоте С(Rx) диапазона, приведенные на рис. 6, свидетельствуют о том, что уровень кросс-поляризационных лепестков в пределах угла 0О не превышает минус 30 дБ, что сопоставимо с характеристиками гофрированных конических рупоров.

Полученные суммарные ДН АР 2 х 2 диапазонов С(Rx) и С(Тx) позволяют, используя соотношения (1) и (2), определить частотные зависимости апертурного КИП h а и коэффициенты перехвата мощности КР h пр в пределах угла 0 _О = 17 ° .

Рис. 6. Суммарные ДН АР 2 × 2 С(Rx) на основной и кросс-поляризациях

Fig. 6. Total AP 2 × 2 C(Rx) patterns on the main and cross-polarizations

Рис. 7. КИП ДЗА в С(Rx) диапазоне

Fig. 7. Area utilization factors of the multi-band dual-mirror antenna in the C(Rx) range

—t-ha -И-hp -*-ha*hp

Рис. 8. КИП ДЗА в С(Tx) диапазоне

Fig. 8. Area utilization factors of the multi-band dual-mirror antenna in the C(Tx) range

Для получения в диапазоне приема максимально возможных значений произведения h _A h _пр в качестве ДН F ( 0 ), используемой при расчете поверхностей зеркал, должна быть выбрана ДН АР 2 × 2 C(Rx). Выбор ДН F o ( 0 ) на частоте 3,7 ГГц позволил получить произведение h _A h _пр в области значений от 0,73 до 0,8, которые сопоставимы со значениями, реализуемыми в ДЗА с рупорным облучателем.

Произведение h _A h _пр в С(Тx) диапазоне будет иметь также приемлемые значения в пределах от 0,64 до 0,76. Частотные зависимости h _A и h _пр и их произведений h _A h _пр в С(Rx) и С(Тx) диапазонах приведены на рис. 7 и 8 соответственно.

Формирование суммарной и разностной ДН облучателя K(Rx) диапазона осуществляется возбуждением гофрированного конического рупора доминантной модой Н Ц и высшей модой Н 21 круглого волновода.

Гофрированный конический рупор с размером апертуры, ограниченной диаметром 5XK(Rx), должен иметь суммарные ДН с осевой симметрией, близкие по форме к ДН Fo (0), выбранной для расчета поверхностей зеркал, а также соответствовать предъявляемым типовым требованиям к уровню обратных потерь по основной и следящей модам (Н11 и Н 21) и уровню кросс-поляризационных лепестков по основной моде в пределах угла облучения КР.

Получение осесимметричных ДН при низком уровне кросс-поляризационных лепестков в пределах угла облучения КР зависит от выполнения в апертуре балансного гибридно-модового условия для моды HE ₁₁ и степени минимизации уровня преобразования этой моды в моды EH ₁₂ и HE _{1 n} ( n > 1) вдоль всей длины гофрированного рупора [9–11]. Это достигается тогда, когда поверхностная проводимость на границе гофрированной области становится близкой к нулю. Поскольку общая полоса частот диапазона K(Rx) не превышает октавы, то выполнение балансного гибридно-модового условия для моды HE ₁₁ в апертуре синтезированной модели конического рупора было получено при образовании гофрированной поверхности конической части и модового преобразователя канавками различной конфигурации и глубины, перпендикулярными оси рупора.

На рис. 9 представлены ДН рупора по моде Н Ц на средней частоте K(Rx) диапазона на основной

град

Рис. 9. ДН рупора на основной и кросс-поляризациях

Fig. 9. Horn RP for main and cross-polarizations

Рис. 10. ДН рупора на модах Н ₁₁ и Н ₂₁

Fig. 10. Horn RP for H ₁₁ and H ₂₁ modes

и кросс-поляризациях, а на рис. 10 – ДН на модах Н ₁₁ и Н ₂₁ на основной поляризации на нижней (сплошная линия), средней (пунктирная линия) и верхних (штрихпунктирная линия) частотах диапазона K(Rx).

Однако, как следует из апертуры облучающей системы, рупор будет в окружении диэлектрических стержней ИЭ антенных решеток АР 2 х 2 С(Rx) и АР С(Тx), что должно сказываться на его электрических характеристиках.

Сравнение характеристик излучения рупора в свободном пространстве в окружении диэлектрических стержней ИЭ показало влияние последних, которое проявляется в повышении уровня боковых лепестков и нарушении симметрии основного лепестка ДН по моде Н ₁₁ , что иллюстрируется ДН для средней частоты K(Rx) диапазона, представленной на рис. 11, при этом кросс-поляризационная составляющая осталась на уровне 30 дБ.

Рис. 11. ДН рупора в окружении ИЭ АР 2 х 2 C(Rx) и АР С(Тх)

Fig. 11. Horn pattern surrounded by 2 × 2 AP C(Rx) and AP C(Tx)

Построение облучающей системы будет определяться построением облучателей С(Rx), С(Тx) и K(Rx) диапазонов в соответствии с техническими решениями, приведенными в статье и исходя из реализации в диапазонах С(Rx) и K(Rx) моноим-пульсной системы слежения при приеме сигналов различных поляризаций. Выбор схемных построений облучателей должен обеспечивать выполнение их компоновок, при которых может быть реализована общая компоновка облучающей системы в конструктивном объеме МДЗА, определяемом геометрическими параметрами зеркальной системы.

Заключение

• 1.    Представлено построение облучающей системы МДЗА для зеркал с профилированными поверхностями, с реализацией совмещенного приема сигналов в диапазонах частот С(Rx) и K(Rx) с полосой 21 % и передачей сигналов в диапазоне частот С(Tx) с полосой 16 % и формирование в обоих приемных диапазонах парциальных ДН для реализации моноимпульсной системы углового слежения.

• 2.    Анализ характеристик трехдиапазонной облучающей системы по обеспечению реализации приема и автосопровождения в С(Rx) и K(Rx) диапазонах показал:

  – прием сигналов ортогональных круговых или линейных поляризаций с уровнями кросс-поляризационной развязки более 30 дБ;

  – формирование идентичных парциальных ДН и, соответственно, неизменных пеленгационных характеристик каналов слежения в полосе частот;

  – устойчивый режим слежения по сигналам бортовых ретрансляторов в системах связи с повторным использованием частот.

Облучающая система образована:

– в K(Rx) диапазоне установленным по оси гофрированным коническим рупором;

– в С(Rx) и С(Tx) диапазонах – на основе двух АР 2 х 2 с ИЭ в виде диэлектрических стержневых антенн, возбуждаемых доминантными модами круглых волноводов.

Такое построение облучающей системы в С(Rx) и С(Tx) диапазонах позволило получить характеристики излучения, при которых ДЗА имеет значения КИП, сопоставимые со значениями, реализуемыми в ДЗА с рупорным облучателем.